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Dokumentenidentifikation DE60126011T2 15.11.2007
EP-Veröffentlichungsnummer 0001150423
Titel Differenzverstärker, Halbleiteranordnung, Stromversorgungschaltung und elektronisches Gerät, welches die Anordnung benutzt
Anmelder Seiko Epson Corp., Tokyo, JP
Erfinder Tsuchiya, Masahiko, Suwa-shi, Nagano-ken 392-8502, JP
Vertreter Hoffmann, E., Dipl.-Ing., Pat.-Anw., 82166 Gräfelfing
DE-Aktenzeichen 60126011
Vertragsstaaten DE, FI, FR, GB, IT, SE
Sprache des Dokument EN
EP-Anmeldetag 27.03.2001
EP-Aktenzeichen 011075553
EP-Offenlegungsdatum 31.10.2001
EP date of grant 17.01.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 15.11.2007
IPC-Hauptklasse H03F 3/45(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, EP
IPC-Nebenklasse H03F 1/32(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, EP   

Beschreibung[de]
Hintergrund der Erfindung Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzverstärker mit zwei Sätzen von Differenzverstärkerschaltungen, einen Halbleiterbaustein, eine Stromversorgungsschaltung sowie ein diese benutzendes elektronisches Gerät.

Beschreibung des relevanten Standes der Technik

7 zeigt einen bekannten Differenzverstärker, der zwei Differenzverstärkerschaltungen, eine erste und eine zweite 200, 210, umfaßt. Die beiden Differenzverstärkerschaltungen 200, 210 sind so ausgelegt, daß sie eine erste und zweite Eingangsspannung VIN1, VIN2 mit einer an einer Ohmschen Spannungsteilerschaltung 220 eingestellten Abweichung empfangen. An der hinteren Stufe der ersten Differenzverstärkerschaltung 200 ist ein P-leitender MOS-Transistor 202 vorgesehen, der von einem ersten Signal S1 angesteuert wird, welches von der ersten Differenzverstärkerschaltung 200 kommt. Ähnlich ist an der hinteren Stufe der zweiten Differenzverstärkerschaltung 210 ein N-leitender MOS-Transistor 212 vorgesehen, der von einem von der zweiten Differenzverstärkerschaltung 210 kommenden, zweiten Signal, dem Signal S2 angesteuert wird. Diese beiden Transistoren, PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212, sind zum Zusammenziehen betätigbar und bestimmen damit eine Ausgangsspannung VOUT. Auf diese Weise wird im herkömmlichen Differenzverstärker eine spezifizierte Ausgangsspannung VOUT erzeugt und ausgegeben, indem den Eingangsspannungen eine Abweichung gegeben wird.

Wenn der Wert einer an der in 7 gezeigten Widerstandsteilerschaltung 220 anliegenden Versorgungsspannung VDD abgewandelt wird, ändert sich dementsprechend die Größe der Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2. Um ein Beispiel zu geben, wird, wenn die Abweichung auf 0,1 V gesetzt ist, während die Versorgungsspannung VDD auf 5 V liegt, die Abweichung zu 0,2 V, wenn die Versorgungsspannung VDD auf 10 V erhöht wird. Dabei ist der letztere Wert doppelt so groß wie der erstere. Wenn umgekehrt die Versorgungsspannung VDD mit 2,5 V erhöht wird, wird die Abweichung zum halben Wert, nämlich 0,05 V.

Je kleiner die Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 ist, um so größer ist der Strom, der im PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212 fließt, die in 7 gezeigt sind, was zu einer entsprechenden Erhöhung des Stromverbrauchs führt. Dementsprechend gibt es bei der in 7 gezeigten bekannten Vorrichtung insofern ein Problem, als die Leistungsaufnahme beziehungsweise der Verlust zunimmt, wenn die Versorgungsspannung VDD auf niedrigem Potential bleibt. Andererseits wird die Abweichung größer, wenn die Versorgungsspannung VDD auf hohem Potential bleibt. Das kann zu dem Nachteil führen, daß unerwünschte Steigerungen der Amplitude einer Ausgangsspannung auftreten, wie in 8 gezeigt.

Aufgrund dessen leidet der herkömmliche, in 7 gezeigte Differenzverstärker unter der ihm innewohnenden Einschränkung des Modifizierbereichs der Versorgungsspannung VDD, was zu einem Problem führt, denn die Anwendungsflexibilität oder Anwendbarkeit ist gering.

Eine Schaltung laut Oberbegriff des Anspruchs 1 wurde von P. Andrews in "Class AB Unity-Gain Buffer Amplifier for CMOS Technology" Motorola Technical Developments, Motorola Inc. Schaumburg, Illinois, USA, Bd. 40, Januar 2000 (2000-01), SS. 176–179 vorgeschlagen.

In EP-A-0 809 351 ist eine Differenzverstärkerschaltung beschrieben, die eine verbesserte Linearität der Steilheit besitzt und nicht ausgeglichene Differenzpaare von MOS-Transistoren umfaßt. In jedem Differenzpaar unterscheidet sich ein Verhältnis (W/L) einer Gate-Breite W zu einer Gate-Länge L eines Transistors von dem des anderen Transistors.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Differenzverstärker, einen Halbleiterbaustein und eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen, die ohne Notwendigkeit zum Herstellen einer Abweichung zwischen Eingangsspannungen eine spezifizierte Ausgangsspannung erzeugen kann, gemeinsam mit dasselbe verwendendem elektronischem Gerät.

Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Differenzverstärker, einen Halbleiterbaustein und eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen, deren Anwendbarkeit groß ist und die sowohl einen Anstieg der Leistungsaufnahme als auch Amplitudensteigerungen der Ausgangsspannung unterdrücken kann, selbst wenn die Versorgungsspannung abgewandelt wird.

Um die genannte Aufgabe zu erfüllen, bietet die vorliegende Erfindung einen Differenzverstärker gemäß Anspruch 1. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf bevorzugte Ausführungsbeispiele.

Als einen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Differenzverstärker folgendes auf: eine erste Differenzverstärkerschaltung mit einem ersten Differenzpaar, die auf der Grundlage einer gemeinsamen Eingangsspannung arbeitet; und eine zweite Differenzverstärkerschaltung mit einem zweiten Differenzpaar, die auf der Grundlage der gemeinsamen Eingangsspannung arbeitet, wobei mindestens entweder das erste und/oder das zweite Differenzpaar aus einem Paar Transistoren gebildet ist, die ein Unterschiedliches Treibervermögen haben.

In Übereinstimmung mit diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung macht es die Schaffung eines unterschiedlichen Treibervermögens zwischen einem Paar Transistoren, die ein Differenzpaar bilden, möglich, eine Abweichung zwischen Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung bereitzustellen, während gleichzeitig Eingangsspannungen das gleiche Potential erhalten, was in der Errungenschaft des beabsichtigten Betriebs resultiert, ähnlich wie wenn zwischen den Eingangsspannungen eine Abweichung vorgesehen ist.

Der Differenzverstärker gemäß diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann ferner folgendes aufweisen: eine erste Stromspiegelschaltung, die in der ersten Differenzverstärkerschaltung vorgesehen und aus einem ersten Transistor eines primären Leistungstyps und einem zweiten Transistor des primären Leistungstyps gebildet ist; eine zweite Stromspiegelschaltung, die in der zweiten Differenzverstärkerschaltung vorgesehen und aus einem ersten Transistor eines sekundären Leitfähigkeitstyps und einem zweiten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps gebildet ist; einen dritten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps, der auf der Grundlage eines ersten Signals von dem ersten Differenzverstärker arbeitet; und einen dritten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps, der mit dem dritten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet ist und auf der Grundlage eines zweiten Signals von der zweiten Differenzverstärkerschaltung arbeitet, und eine Spannung zwischen dem dritten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps und dem dritten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps eine Ausgangsspannung sein kann.

Hierbei kann die erste Differenzverstärkerschaltung folgendes umfassen: einen vierten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps, der mit dem ersten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet ist; und einen fünften Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps, der mit dem zweiten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet ist und ein Treibervermögen hat, welches sich von dem vierten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps unterscheidet, und es können der vierte Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps und der fünfte Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps das erste Differenzpaar bilden.

In der so angeordneten ersten Differenzverstärkerschaltung besteht ein Unterschied im Treibervermögen des vierten und fünften Transistors des sekundären Leitfähigkeitstyps. Aufgrunddessen ist es ohne eine Abweichung zwischen den Eingangsspannungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen vorzusehen, möglich, es der ersten Differenzverstärkerschaltung zu erlauben, eine Ausgangsspannung mit einer Abweichung in bezug auf eine Ausgangsspannung von der zweiten Differenzverstärkerschaltung zu erzeugen, wo keine Unterschiede im Treibervermögen zwischen dem die Transistoren bildenden Differenzpaar bestehen. Das hat das Erzielen der beabsichtigten Betriebsfähigkeit ähnlich derjenigen zufolge, wo zwischen den Eingangsspannungen eine Abweichung vorhanden ist.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß das Fehlen jeglicher Abweichung zwischen den Eingangsspannungen sicherstellt, daß die vorstehend genannten Probleme aus dem Stand der Technik vermieden werden, die durch eine mögliche unterschiedliche Abweichung zwischen den Eingangsspannungen selbst bei einer Abwandlung der Versorgungsspannung einer Schaltung verursacht werden, die Eingangsspannungen setzt.

In der ersten Differenzverstärkerschaltung kann ein Treibervermögen des fünften Transistors des sekundären Leitfähigkeitstyps so gesetzt werden, daß es größer ist als ein Treibervermögen des vierten Transistors des sekundären Leitfähigkeitstyps.

Ferner kann die zweite Differenzverstärkerschaltung folgendes umfassen: einen vierten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps, der mit dem ersten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet ist; und einen fünften Transistor des primären Leitfähigkeitstyps, der mit dem zweiten Transistor des sekundären Leitfähigkeitstyps in Reihe geschaltet ist und ein Treibervermögen besitzt, welches sich vom vierten Transistor des primären Leitfähigkeitstyps unterscheidet, und der vierte Transistor des primären Leitfähigkeitstyps und der fünfte Transistor des primären Leitfähigkeitstyps können das zweite Differenzpaar bilden. Bei dieser Gestaltung kann es möglich sein, eine Abweichung zwischen Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung zu erzeugen.

Mit der zweiten Differenzverstärkerschaltung bei der obigen Gestaltung kann ein Treibervermögen des fünften Transistors des primären Leitfähigkeitstyps so gesetzt werden, daß es größer ist als ein Treibervermögen des Transistors des primären Leitfähigkeitstyps.

Um das unterschiedliche Treibervermögen zwischen diesen Transistoren zu schaffen, können Größen geändert werden. Je größer die Kanalbreite, um so größer ist das Treibervermögen. Je größer die Kanallänge, um so kleiner ist das Treibervermögen.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen Halbleiterbaustein in Form eines einzigen Chips zu schaffen, der mindestens den oben genannten Differenzverstärker umfaßt.

Es ist auch möglich, eine Stromversorgungsschaltung zu schaffen, die mindestens einen derartigen Differenzverstärker umfaßt. Ferner ist es möglich, ein elektronisches Gerät zu schaffen, welches eine solche Stromversorgungsschaltung umfaßt.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Es zeigt:

1 ein Diagramm, in dem eine Schaltkreiskonfiguration eines Differenzverstärkers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch dargestellt ist;

2 ein detailliertes Schaltkreisdiagramm des in 1 gezeigten Differenzverstärkers;

3 ein Diagramm zur Erläuterung einer Ausgangsspannung VOUT des in 2 gezeigten Differenzverstärkers;

4 ein schematisches Erläuterungsdiagramm einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

5 ein Wellenformdiagramm von Treibersignalverläufen der in 4 gezeigten Flüssigkristallanzeigevorrichtung;

6 ein Schaltkreisdiagramm einer Stromversorgungsschaltung zur Verwendung in der in 4 gezeigten Flüssigkristallanzeigevorrichtung;

7 ein Schaltkreisdiagramm eines bekannten Differenzverstärkers, in den zwei Arten von Spannungen eingegeben werden;

8 ein Erläuterungsdiagramm einer Ausgangsspannung VOUT der in 7 gezeigten bekannten Vorrichtung; und

9 ein Wellenformdiagramm von Spannungsverläufen unterschiedlicher Anwendung zur Egalisierung jeweiliger Effektivwerte von Spannungen, in Anwendung auf ein Flüssigkristallmaterial.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sollen nun im einzelnen unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden.

Erstes Ausführungsbeispiel

Eine Anordnung und der Betrieb eines Differenzverstärkers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Hinweis auf die 1 bis 4 erläutert.

Anordnung des Differenzverstärkers

In 1 ist eine Schaltkreiskonfiguration des Differenzverstärkers gemäß dem Ausführungsbeispiel gezeigt. Dieser Differenzverstärker ist so ausgelegt, daß er eine erste Differenzverstärkerschaltung 10 des Spannungsfolgertyps, die auf der Grundlage einer gemeinsamen Eingangsspannung VIN arbeitet und eine zweite Differenzverstärkerschaltung 30 des Spannungsfolgertyps hat, die auf der Grundlage der gemeinsamen Eingangsspannung VIN arbeitet.

Wie aus 2 hervorgeht, umfaßt die Differenzverstärkerschaltung 10 einen MOS-Transistor 12 des primären Leitfähigkeitstyps, der beispielsweise P-leitend ist (erster P-leitender Transistor) und einen P-leitenden MOS-Transistor (zweiter P-leitender Transistor) 14, der zusammen mit dem P-leitenden MOS-Transistor 12 eine Stromspiegelschaltung bildet. Diese PMOS-Transistoren 12, 14 haben die gleiche Größe und das gleiche Treibervermögen und stellen so eine erste Stromspiegelschaltung dar. Ein Beispiel besteht darin, daß die PMOS-Transistoren 12, 14 je 50 &mgr;m Kanalbreite W und 7 &mgr;m Kanallänge L aufweisen.

Die zweite Differenzverstärkerschaltung 30 umfaßt einen MOS-Transistor 32 des sekundären Leitfähigkeitstyps, der zum Beispiel N-leitend ist (erster N-leitender Transistor) und einen N-leitenden MOS-Transistor (zweiter N-leitender Transistor) 34, der zusammen mit dem N-leitenden MOS-Transistor 32 eine Stromspiegelschaltung bildet. Diese NMOS-Transistoren 32, 34 haben ebenfalls die gleiche Größe und das gleiche Treibervermögen und bilden auf diese Weise eine zweite Stromspiegelschaltung. Die NMOS-Transistoren 32, 34 haben beispielsweise je eine Kanalbreite W von 25 &mgr;m und eine Kanallänge L von 7 &mgr;m.

Zu der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 gehört ferner ein N-leitender MOS-Transistor 16 (vierter N-leitender Transistor), der mit dem PMOS-Transistor 12 zwischen den Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist, sowie ein N-leitender MOS-Transistor 18 (fünfter N-leitender Transistor), der mit dem PMOS-Transistor 14 zwischen den Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist. Zusätzlich sind diese NMOS-Transistoren 16, 18 über eine Konstantstromquelle 20 an die Versorgungsspannung VSS angeschlossen.

Die NMOS-Transistoren 16, 18 bilden ein erstes Differenzpaar mit unterschiedlichem Treibervermögen der Transistoren aufgrund eines Unterschiedes in der Größe. Ein Beispiel wäre, daß die NMOS-Transistoren 16, 18 die gleiche Kanallänge L von 7 &mgr;m haben, aber die Kanalbreite W des NMOS-Transistors 16 25 &mgr;m beträgt, während die Kanalbreite W des NMOS-Transistors 18 28 &mgr;m ist. So hat der NMOS-Transistor 18 ein größeres Treibervermögen als der NMOS-Transistor 16. Um zu veranlassen, daß das Treibervermögen des NMOS-Transistors 18 größer ist als das des NMOS-Transistors 16 kann die Gate-Länge des NMOS-Transistors 18 kleiner gemacht werden als die des NMOS-Transistors 16.

Ähnlich hat die zweite Differenzverstärkerschaltung 30 einen P-leitenden MOS-Transistor 36 (vierter P-leitender Transistor), der mit dem NMOS-Transistor 32 zwischen den Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist, und einen P-leitenden MOS-Transistor 38 (fünfter leitender Transistor), der mit dem NMOS-Transistor 34 zwischen den Versorgungsspannungen VDD, VSS in Reihe geschaltet ist. Es sei noch erwähnt, daß die PMOS-Transistoren 36, 38 über eine Konstantstromquelle 40 an die Versorgungsspannung VDD angeschlossen sind.

Diese PMOS-Transistoren 36, 38 haben unterschiedliche Größe und unterschiedliches Treibervermögen, so daß sie ein zweites Differenzpaar darstellen. Ein Beispiel wäre, daß die PMOS-Transistoren 36, 38 zwar die gleiche Kanallänge L von 7 &mgr;m haben, aber die Kanalbreite W des PMOS-Transistors 36 50 &mgr;m ist, während die Kanalbreite W des PMOS-Transistors 38 55 &mgr;m beträgt. So hat der PMOS-Transistor 38 ein größeres Treibervermögen als der PMOS-Transistor 36. Um das Treibervermögen des PMOS-Transistors 38 größer zu machen als das des PMOS-Transistors 36, kann die Gate-Länge des PMOS-Transistors 38 kleiner gemacht werden als die des PMOS-Transistors 36.

Wie aus den 1 und 2 hervorgeht, ist ein P-leitender MOS-Transistor (dritter P-leitender Transistor) 50, der auf der Grundlage eines ersten Signals S1 vom ersten Differenzverstärker 10arbeitet, sowie ein N-leitender MOS-Transistor (dritter N-leitender Transistor) 52 vorgesehen, der auf der Grundlage eines zweiten Signals S2 vom zweiten Differenzverstärker 30 arbeitet.

Dieser PMOS-Transistor 50 und der NMOS-Transistor 52 sind zusammen zwischen die VDD, VSS in Reihe geschaltet, wodurch verursacht wird, daß eine Spannung zwischen dem PMOS-Transistor 50 und dem NMOS-Transistor 52 eine Ausgangsspannung VOUT dieses Differenzverstärkers wird. Darüber hinaus sind, wie 2 zeigt, die erste und zweite Verstärkerschaltung 10, 30 mit Schwingungsverhinderungskondensatoren C1, C2 und Schutzwiderständen gegen statische Elektrizität R1, R2 versehen.

Betrieb des Differenzverstärkers

Wie 7 zeigt, wird eine Ausgangsspannung VOUT des herkömmlichen Differenzverstärkers, der auf der Grundlage erster und zweiter Eingangsspannungen VIN1, VIN2 arbeitet, eine Spannung, die bei einer Zwischenspannung (VIN1 – VIN2)/2 in dem stabilen Zustand stabil ist oder, als Alternative, eine Spannung, die schwankt oder "schwingt" zwischen der Spannung VIN1 und der Spannung VIN2, wobei die Zwischenspannung als eine Grenze vorhanden ist, wie 8 zeigt.

Die Natur des Differenzverstärkers dieses Ausführungsbeispiels ist so, daß beim Eingeben der gemeinsamen Eingangsspannung VIN in die erste und zweite Differenzverstärkerschaltung 10, 30 Unterschiede im Treibervermögen zwischen den beiden Transistoren 16, 18 und zwischen den Transistoren 36, 38 entstehen, welche die Differenzpaare der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen 10 und 30 bilden. Hierbei bewirkt die erste Differenzverstärkerschaltung 10, daß eine erste Ausgangsspannung VOUT1 die Ausgangsspannung VOUT wird, während die zweite Differenzverstärkerschaltung 30 bewirkt, daß eine zweite Ausgangsspannung VOUT2 die Ausgangsspannung VOUT wird.

Da die Ausgangsleitungen der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10 und 30 elektrisch kurzgeschlossen sind, ist es tatsächlich so, daß die Ausgangsspannung VOUT des Differenzverstärkers zu einer Spannung wird, die hinsichtlich des Potentials bei der Zwischenspannung [VOUT1 – VOUT2]/2 (so wie die Eingangsspannung VIN) stabilisiert ist, oder alternativ zu einer Spannung, die zwischen der ersten Ausgangsspannung VOUT1 und der zweiten Ausgangsspannung VOUT2 schwankt oder pendelt, wobei die Zwischenspannung als eine Grenze gegeben ist, wie 3 zeigt.

Auf diese Weise ist es mit dem Differenzverstärker gemäß diesem Ausführungsbeispiel möglich, den beabsichtigten Ausgang ähnlich dem des herkömmlichen Differenzverstärkers zu erhalten, in den die beiden Arten von Eingangsspannung eingegeben werden, während es gleichzeitig möglich ist, die gemeinsame Eingangsspannung sowohl in die erste als auch in die zweite Differenzverstärkerschaltung 10, 30 einzugeben.

In der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 wird hier eine Gate-Spannung des P-leitenden Transistors 50 auf solche Weise gesteuert, daß eine Ausgangsspannung VOUT1 abgeleitet wird, deren Potential niedriger ist als die Eingangsspannung VIN. An der ersten Differenzverstärkerschaltung 30 wird eine Gate-Spannung des N-leitenden Transistors 52 so gesteuert, daß eine Ausgangsspannung VOUT2 ausgegeben wird, die größer ist als die Eingangsspannung VIN.

Ein solcher Steuervorgang wird nachfolgend erläutert. Zunächst haben in der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 die die Stromspiegelschaltung bildenden PMOS-Transistoren 12, 14 beide das gleiche Treibervermögen, so daß in den NMOS-Transistoren 16, 18 fließende Ströme einander gleich sind, wenn die erste Differenzverstärkerschaltung 10 stabil gemacht wird.

Angenommen, die beiden NMOS-Transistoren 16, 18 hätten das gleiche Treibervermögen; eine Ausgangsspannung der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 zu dieser Zeit gleicht der Eingangsspannung VIN. Das Gate-Potential des PMOS-Transistors 50 sei in diesem Fall V1.

Bei diesem Ausführungsbeispiel gibt es einen Unterschied im Treibervermögen zwischen den beiden NMOS-Transistoren 16, 18, wobei das Treibervermögen des NMOS-Transistors 18 größer ist als das des NMOS-Transistors 16. Dementsprechend ist für den Fall, daß in den NMOS-Transistoren 16, 18 der gleiche Strom fließt, eine Spannung zwischen dem Gate und der Source (Gate-Source-Spannung) des NMOS-Transistors 18 vorteilhafterweise niedriger als eine Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors 16. Aus diesem Grund wird die Ausgangsspannung VOUT1 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10, wenn nicht die Ausgänge der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10, 30 miteinander kurzgeschlossen sind, niedriger ist die Eingangsspannung VIN.

Tatsächlich sind jedoch die Ausgänge der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltungen 10, 30 miteinander kurzgeschlossen. Also werden die Gate-Source-Spannungen der NMOS-Transistoren 16, 18 einander gleich im stabilen Zustand, bei dem der gleiche Stromfluß in den NMOS-Transistoren 16, 18 herrscht. Zu dieser Zeit fließt in den NMOS-Transistoren 16, 18 der gleiche Strom unabhängig von der Tatsache, daß der NMOS-Transistor 18 sein Treibervermögen so hat, daß darin eine erhöhte Strommenge fließt. Aus diesem Grund werden die Gate-Potentiale der PMOS-Transistoren 12, 14 niedriger als das vorstehend genannte Gate-Potential V1, was zur Folge hat, daß das Gate-Potential des PMOS-Transistors 50 potentiell höher wird als das vorstehend genannte Potential V1.

So wird die Gate-Source-Spannung des PMOS-Transistors 50 niedriger, was zu einer Abnahme des im PMOS-Transistor 50 fließenden Stroms führt, womit ein niedriger Verbrauch erzielt wird.

Andererseits wird aus dem gleichen Grund auch in der zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 die Gate-Source-Spannung des NMOS-Transistors 52 niedriger, was zu einer Abnahme eines im NMOS-Transistors 52 fließenden Stroms führt, und dies hat das Erzielen eines niedrigen Verbrauchs zur Folge. Deshalb ist es möglich, jeglichen von der Versorgungsspannung VDD über den PMOS-Transistor 50 und den NMOS-Transistor 52 zur Seite der Versorgungsspannung VSS fließenden Strom zu schwächen.

Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß mit diesem Ausführungsbeispiel die gleiche Spannung ausgegeben werden kann wie die Ausgangsspannung VOUT des in 7 gezeigten herkömmlichen Differenzverstärkers, ohne daß dazu Eingangsspannungen eine Abweichung erhalten müssen. Dabei wird gleichzeitig eine niedrige Leistungsaufnahme ermöglicht.

Zweites Ausführungsbeispiel

Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist ein Differenzpaar aus den PMOS-Transistoren 36, 38 auf solche Weise gebildet, daß ein unterschiedliches Treibervermögen nur zwischen dem NMOS-Transistor 16 und dem NMOS-Transistor 18 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 vorhanden ist, während auf einen Unterschied im Treibervermögen zwischen dem PMOS-Transistor 36 und dem PMOS-Transistor 38 der zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 verzichtet ist. Obwohl unter diesen Umständen, wenn beispielsweise die Eingangsspannung VIN 4 V ist, eine Spannung von 4 V als Ausgangsspannung VOUT2 der zweiten Differenzverstärkerschaltung 30 erhalten wird, wird als Ausgangsspannung VOUT1 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 deshalb eine niedrigere Spannung als 4 V erhalten, weil das Treibervermögen des NMOS-Transistors 18 größer ist als das des NMOS-Transistors 16, wodurch eine Abweichung zwischen den Ausgangsspannungen VOUT1 und VOUT2 auf ähnliche Weise wie beim ersten und zweiten Ausführungsbeispiel erhalten wird.

Umgekehrt kann auch ein unterschiedliches Treibervermögen zwischen dem PMOS-Transistor 36 und dem PMOS-Transistor 38 der zweiten Differenzverstärkerschaltung 20 vorgesehen sein, ohne daß für irgendein unterschiedliches Treibervermögen zwischen dem NMOS-Transistor 16 und dem NMOS-Transistor 18 der ersten Differenzverstärkerschaltung 10 gesorgt wäre.

Drittes Ausführungsbeispiel

Als nächstes wird eine Stromversorgungsschaltung einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Hinweis auf die 4 bis 6 beschrieben.

Anordnung und Betrieb der Flüssigkristallanzeigevorrichtung

4 zeigt eine Konfiguration des Hauptteils einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung. In 4 hat ein Schnitt durch eine Flüssigkristallanzeige, beispielsweise ein Flüssigkristallanzeigeteil in Form einer einfachen Matrix 100 ein erstes Substrat, auf dem gemeinsame Elektroden C0 bis Cm ausgebildet sind, ein zweites Substrat, auf dem Segmentelektroden S0 bis Sn ausgebildet sind, sowie eine Schicht aus Flüssigkristallmaterial, die zwischen das erste und zweite Substrat geschichtet und abgedichtet ist. Eine einzige der gemeinsamen Elektroden und eine der Segmentelektroden überkreuzen einander an einem Schnittpunkt, der zu einem Anzeigebildelement oder "Pixel" wird. Der Flüssigkristallanzeigeteil 100 hat eine im voraus spezifizierte Anzahl von Pixeln, festgelegt als (m + 1) × (n + 1).

Es sei erwähnt, daß die Flüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel auch andere Flüssigkristallanzeigeteile, beispielsweise eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung in Form einer aktiven Matrix oder dergleichen statt der Einfachmatrix als Flüssigkristallanzeigeteil 100 aufweisen kann. Die gemeinsamen Elektroden C0 bis Cm sind mit einem gemeinsamen Treiber 102 verbunden, während die Segmentelektroden S0 bis Sn mit einem Segmenttreiber 104 verbunden sind. Der gemeinsame Treiber 102 und der Segmenttreiber 104 empfangen spezifizierte Spannungen, die von einer Stromversorgungsschaltung 106 geliefert werden, welche anhand von Signalen von einer Treibersteuerschaltung 108 den gemeinsamen Elektroden C0 bis Cm oder Segmentelektroden S0 bis Sn solche spezifizierten Spannungen zuführen.

In 5 ist hier ein Beispiel von Treibersignalverläufen mit einer Rahmenlänge für die Auswahl einer gemeinsamen Elektrode C3 des Flüssigkristallanzeigeteils 100 gemäß 4 gezeigt. In 5 bezeichnet die fette Linie einen Treibersignalverlauf, wie er vom gemeinsamen Treiber 102 an die jeweiligen gemeinsamen Elektroden C0 bis Cm geliefert wird, während die dünne Linie einen Treibersignalverlauf andeutet, der vom Segmenttreiber 104 an eine jeweilige der Segmentelektroden S0 bis Sn geliefert wird. Wie 5 zeigt, ändert sich der vom gemeinsamen Treiber 102 gelieferte Treibersignalverlauf zwischen den Spannungen V0, V1, V4 und V5. Andererseits schwankt der vom Segmenttreiber 104 gelieferte Treibersignalverlauf zwischen den Spannungen V0, V2, V3 und V5.

Anordnung der Stromversorgungsschaltung

6 zeigt Einzelheiten der in 4 gezeigten Stromversorgungsschaltung 106. Wie aus 6 hervorgeht, macht es das Einschalten beliebiger zwei der Schalter SW1 bis SW6 möglich, eine der Spannungen V0, V1, V4, V5 auszuwählen, die dem gemeinsamen Treiber 102 zugeführt werden, sowie eine der Spannungen V0, V2, V3, V5, die dem Segmenttreiber 104 zugeführt werden.

Hier wird die Versorgungsspannung VDD als Spannung V5 benutzt; die Versorgungsspannung VSS wird als Spannung V0 benutzt; und die Spannungen V4 bis V1 werden durch Ohmsche Widerstandsteilung einer Spannung erzeugt (V5 minus V0). Hierzu besitzt die Stromversorgungsschaltung 106 eine Potentialteilerschaltung 110 des Widerstandstyps sowie vier getrennte Differenzverstärker 120, 122, 124, 126. Die vier Differenzverstärker 120 bis 126 empfangen Eingangsspannungen VIN unterschiedlicher Niveaus, wie sie jeweils über die Widerstandsteilerschaltung 110 eingegeben werden, und geben dann als ihre Ausgangsspannungen jeweils eine der Spannungen V4, V3, V2 und V1 aus. Jeder dieser vier Differenzverstärker 120 bis 126 hat den in 2 gezeigten Aufbau. Darüber hinaus ist die in 6 gezeigte Stromversorgungsschaltung 106 entweder als ein einzelnes oder unabhängiges Bauelement konfigurierbar oder alternativ in Form einer Ein-Chip-IC, bei der dann der gemeinsame Treiber 102 und der Segmenttreiber 104, die in 4 gezeigt sind, miteinander integriert sind.

Betrieb der Stromversorgungsschaltung

Die unter Hinweis auf 2 erläuterte Arbeitsweise des Differenzverstärkers kann auch ohne wesentliche Änderungen auf den Betrieb eines jeweiligen der in 6 gezeigten Differenzverstärker 920 bis 126 angewandt werden, die auf der Grundlage unterschiedlicher einzelner Eingangsspannungen VIN jeweils die Spannungen V1 bis V4 als Ausgangsspannung VOUT ausgeben.

Wenn zum Beispiel der Schalter SW3 in 6 eingeschaltet wird, wird eine Ausgangsleitung des Differenzverstärkers 126 über den gemeinsamen Treiber 102 mit der gemeinsamen Elektrode C3 des Flüssigkristallanzeigeteils 100 elektrisch kurzgeschlossen. In diesem Zeitpunkt ist eine Spannung der gemeinsamen Elektrode aufgrund einer Polaritätsumkehransteuerung die Spannung V5 gewesen, wie 5 zeigt; ein solches Kurzschließen hat zur Folge, daß die Ausgangsspannung VOUT des Differenzverstärkers 126 potentiell bis unter die Spannung V1 sinkt. Aber diese Ausgangsspannung VOUT wird aufgrund der Betätigung des Differenzverstärkers veranlaßt, potentiell anzusteigen und dann rasch stabil zu werden auf der Spannung V1. Die übrigen Differenzverstärker 120 bis 124 arbeiten jeweils auf ähnliche Weise wie schon beschrieben, außer daß die Eingangsspannung VIN und die Ausgangsspannung VOUT einen anderen Wert haben.

Auf diese Weise ist es mit der Stromversorgungsschaltung 106 zur Verwendung bei der Flüssigkristallanzeigevorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel möglich, jeweilige Ausgangsspannungen VOUT (V1 bis V4) auszugeben, indem lediglich Einfacheingangsspannungen VIN in die jeweiligen Differenzverstärker 120 bis 126 eingegeben werden.

Zum Vergleich mit dem in 7 gezeigten, bekannten Differenzverstärker wird hier, um die Ausgangsspannung VOUT auf 4 V zu setzen, wenn die Versorgungsspannung VDD 5 V in der bekannten Vorrichtung gemäß 7 beträgt, die erste Eingangsspannung VIN1 auf 3,95 V gesetzt, während die zweite Eingangsspannung VIN2 beispielsweise 4,05 V sein soll, was die resultierende Abweichung zwischen ihnen zu 0,1 V werden läßt.

In der Stromversorgungsschaltung der Flüssigkristallanzeigevorrichtung ist mehr als eine erforderliche Spannung in Abhängigkeit von der nötigen Flüssigkristallansteuerung einer Anzeigekapazität bzw. von Anzeigekapazitäten veränderlich. Hier wird die Dauer des mit der dünnen Linie in 5 gezeigten Segmentsignalverlaufs in Übereinstimmung mit der Anzeigepixelzahl des Flüssigkristallanzeigeteils 100 gemäß 4 bestimmt. Kurz gesagt, je größer die Anzeigepixelzahl, um so kleiner ist die in 5 gezeigte Auswählperiode TSEC; ist sie kleiner, dann kann die Auswählperiode TSEC länger gemacht werden.

Auf jeden Fall müssen gleiche wirksame oder "Netto"-Spannungswerte, die an eine Schicht aus Flüssigkristallmaterial angelegt werden, festgestellt oder sichergestellt werden. Wie aus 9 hervorgeht, ist es bei einer längeren Auswählperiode, beispielsweise TSEC1 möglich, einen Wellenhöhenwert VH1 einer Anlegungsspannung zu erniedrigen; wenn andererseits die Auswählperiode verkürzt wird, beispielsweise TSEC2, dann muß ein Wellenhöhenwert VH2 der Anlegungsspannung höher gemacht werden. Als Reaktion darauf muß die Versorgungsspannung VDD abgewandelt werden.

Wenn die in 7 gezeigte bekannte Vorrichtung ohne wesentliche hinzugefügte Änderungen verwendet wird, während ihre Versorgungsspannung VDD von 5 V auf 10 V geändert wird, wird die erste Eingangsspannung VIN1 auf 8,9 V gesetzt, während die zweite Eingangsspannung VIN2 9,1 V beträgt. Eine Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 wird in diesem Zeitpunkt zu 0,2 V, was zwei mal größer ist als ein Abweichungswert von 0,1 V, der erreichbar ist, wenn die Versorgungsspannung VDD = 5 V.

Wenn im Gegensatz dazu die Versorgungsspannung VDD niedriger als 5 V ist, wird die Abweichung zwischen der ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 weniger als 0,1 V.

Wenn die Widerstandsteilerschaltung gemeinsam mit der abgewandelten Versorgungsspannung VDD benutzt wird, wurde die resultierende Abweichung zwischen der in den in 7 gezeigten, bekannten Differenzverstärker eingegebenen ersten und zweiten Eingangsspannung VIN1 und VIN2 mit einer Änderung im Versorgungsspannungswert derselben abgewandelt.

Je kleiner die Abweichung zwischen den Eingangsspannungen VIN1 und VIN2, um so größer sind die Ströme, die im PMOS-Transistor 202 und NMOS-Transistor 212 gemäß 7 fließen, was zu einer Erhöhung des Stromverbrauchs führt. Mit dem in 7 gezeigten, bekannten Gerät besteht also das ernsthafte Problem, daß der von diesem verbrauchte Strom größer wird, wenn die Versorgungsspannung VDD niedriges Potential hat. Da die Abweichung zunimmt, wenn die Versorgungsspannung VDD hoch bleibt, kommt es andererseits zu dem Problem, daß die Ausgangsspannung, wie 8 zeigt, eine größere Amplitude erhält.

Im Gegensatz dazu erlaubt es bei diesem Ausführungsbeispiel die Verwendung einer einzigen Eingangsspannung VIN eine beliebige, beabsichtigte Abweichung zwischen den Ausgangsspannungen VOUT1, VOUT2 zu schaffen, wie sie von der ersten und zweiten Differenzverstärkerschaltung 10, 30 erhalten werden. Dies geschieht aufgrund des Vorhandenseins eines Unterschiedes im Treibervermögen zwischen den betroffenen Transistoren, was zur Unterdrückung einer unerwünschten Veränderlichkeit der Abweichung führt. Folglich kann die Stromversorgungsschaltung 106 gemäß diesem Ausführungsbeispiel selbst bei einer Abwandlung der Versorgungsspannung VDD allgemein benutzt werden, und erbringt damit den Vorteil, daß die Anwendungsflexibilität oder Anwendbarkeit zunimmt.

Übrigens liegt es für den Fachmann auf der Hand, daß die vorstehend beschriebenen Differenzverstärker oder Stromversorgungsschaltkreise nicht nur auf elektronische Geräte mit Flüssigkristallanzeigevorrichtungen anwendbar sind, wie eine Vielfalt an elektronischen Gerätetypen, einschließlich, ohne jedoch darauf beschränkt zu sein, tragbarer oder mobiler Telephongeräte, Spielmaschinen und PCs, sondern auch auf verschiedene Arten sonstiger elektronischer Geräte, die bei Empfang von zugeführten Spannungen mit stabilem Potential betriebsfähig sind.


Anspruch[de]
Differenzverstärker, umfassend:

eine erste Differenzverstärkerschaltung (10), die ein erstes Differenzpaar (16, 18) aufweist und auf der Grundlage einer gemeinsamen Eingangsspannung (VIN) arbeitet; und

eine zweite Differenzverstärkerschaltung (20), die ein zweites Differenzpaar (32, 36) aufweist und auf der Grundlage der gemeinsamen Eingangsspannung (VIN) arbeitet,

wobei wenigstens eines von dem ersten Differenzpaar (16, 18) und dem zweiten Differenzpaar (36, 38) aus einem Paar Transistoren gebildet ist, die ein unterschiedliches Treibervermögen aufweisen,

dadurch gekennzeichnet, daß er ferner umfaßt

eine erste Stromspiegelschaltung (12, 14), die in der ersten Differenzverstärkerschaltung (10) vorgesehen ist und von einem ersten Transistor eines primären Leitungstyps (12) und einem zweiten Transistor des primären Leitungstyps (14) gebildet wird;

eine zweite Stromspiegelschaltung (32, 34), die in der zweiten Differenzverstärkerschaltung (20) vorgesehen ist und von einem ersten Transistor eines sekundären Leitungstyps (32) und einem zweiten Transistor des sekundären Leitungstyps (34) gebildet wird, wobei ein Gate eines dritten Transistors des primären Leitungstyps (50) mit einer ersten Ausgangsleitung des ersten Differenzverstärkers (10) verbunden ist; und

einen dritten Transistor des sekundären Leitungstyps (52), der mit dem dritten Transistor des primären Leitungstyps (50) in Reihe geschaltet ist, und dessen Gate mit einer zweiten Ausgangsleitung der zweiten Differenzverstärkerschaltung (20) verbunden ist,

wobei eine dritte Ausgangsleitung zwischen den dritten Transistor des primären Leitungstyps (50) und den dritten Transistor des sekundären Leitungstyps (52) geschaltet ist und eine Ausgangsspannung (VOUT) ausgibt, und die erste, die zweite und die dritte Ausgangsleitung untereinander kurzgeschlossen sind,

wobei die erste Differenzverstärkerschaltung (10) enthält:

einen vierten Transistor des sekundären Leitungstyps (16), der mit dem ersten Transistor des primären Leitungstyps (12) in Reihe geschaltet ist, wobei die gemeinsame Eingangsspannung (VIN) an ein Gate des vierten Transistors des sekundären Leitungstyps (16) angelegt ist; und

einen fünften Transistor des sekundären Leitungstyps (18), der mit dem zweiten Transistor des primären Leitungstyps (14) in Reihe geschaltet ist und ein Treibervermögen besitzt, das von dem des vierten Transistors des sekundären Leitungstyps (16) verschieden ist,

wobei der vierte Transistor des sekundären Leitungstyps (16) und der fünfte Transistor des sekundären Leitungstyps (18) das erste Differenzpaar bilden; und

wobei die erste Ausgangsleitung über einen ersten Schwingungsverhinderungskondensator (C1) an ein Gate des fünften Transistors des sekundären Leitungstyps (18) und über den ersten Schwingungsverhinderungskondensator (C1) und einen ersten Schutzwiderstand (R1) gegen statische Elektrizität an die dritte Ausgangsleitung angeschlossen ist.
Differenzverstärker nach Anspruch 1, bei dem ein Treibervermögen des fünften Transistors des sekundären Leitungstyps (18) so eingestellt ist, daß es größer ist als ein Treibervermögen des vierten Transistors des sekundären Leitungstyps (16) ist. Differenzverstärker nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die zweite Differenzverstärkerschaltung (20) enthält:

einen vierten Transistor des primären Leitungstyps (36), der mit dem ersten Transistor des sekundären Leitungstyps (32) in Reihe geschaltet ist; und

einen fünften Transistor des primären Leitungstyps (38), der mit dem zweiten Transistor des sekundären Leitungstyps (34) in Reihe geschaltet ist und ein Treibervermögen besitzt, das von dem des vierten Transistors des primären Leitungstyps (36) verschieden ist,

wobei der vierte Transistor des primären Leitungstyps (36) und der fünfte Transistor des primären Leitungstyps (38) das zweite Differenzpaar bilden.
Differenzverstärker nach Anspruch 3, bei dem ein Treibervermögen des fünften Transistors des primären Leitungstyps (38) so eingestellt ist, daß es größer ist als ein Treibervermögen des vierten Transistors des primären Leitungstyps (36). Differenzverstärker nach Anspruch 3, bei dem die gemeinsame Eingangsspannung (VIN) an ein Gate des vierten Transistors des primären Leitungstyps (36) angelegt ist, und bei dem die zweite Ausgangsleitung mit einem Gate des fünften Transistors des primären Leitungstyps (38) über einen zweiten Schwingungsverhinderungskondensator (C2) und an die dritte Ausgangsleitung über den zweiten Schwingungsverhinderungskondensator (C2) und einen zweiten Schutzwiderstand (R2) gegen statische Elektrizität angeschlossen ist. Halbleitervorrichtung mit einem Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5. Stromversorgungsschaltung mit einem Differenzverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5. Elektronische Anlage mit einer Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7.






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