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Dokumentenidentifikation DE102005011653B4 06.12.2007
Titel Schaltungsanordnung mit einem Transistor mit verringertem Rückstrom
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Logiudice, Andrea, Padua/Padova, IT
Vertreter Westphal, Mussgnug & Partner, 80336 München
DE-Anmeldedatum 14.03.2005
DE-Aktenzeichen 102005011653
Offenlegungstag 28.09.2006
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 06.12.2007
Veröffentlichungstag im Patentblatt 06.12.2007
IPC-Hauptklasse G05F 1/56(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE

Beschreibung[de]

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, einem Transistor mit einer Laststrecke und einem Steueranschluss, dessen Laststrecke zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme geschaltet ist, und mit einer Ansteuerschaltung, die an den Steueranschluss des Transistors angeschlossen ist.

Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der EP 0 990 199 B1 beschrieben und in 1 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung weist eine Eingangsklemme IN zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin, eine Ausgangsklemme OUT zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout für eine Last Cout und einen zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme IN, OUT geschalteten Bipolartransistor Q11 auf. Zur Ansteuerung des Transistors Q11 ist eine Ansteuerschaltung vorhanden, die an den Basisanschluss des Transistors Q11 angeschlossen ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung findet beispielsweise Verwendung in Spannungsreglern, die aus einer an der Eingangsklemme anliegenden Eingangsspannung eine geregelte Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme bereitstellen, oder in Stromreglern, die einen definierten Strom von der Eingangsklemme an die Ausgangsklemme liefern.

Der Strom von der Eingangs- zu der Ausgangsklemme IN, OUT wird bei der Anordnung durch die Ansteuerschaltung 3 über den Basisstrom des Transistors Q11 geregelt. Bei einem Spannungsregler ist die Ansteuerschaltung 3 dazu ausgebildet, den Basisstrom des Transistors Q11 abhängig von der an der Ausgangsklemme anliegenden Ausgangsspannung Vout zu regeln, wie dies beispielsweise in der erwähnten EP 0 990 199 B1 beschrieben ist. Bei einem Stromregler regelt die Ansteuerschaltung den Basisstrom abhängig von dem Strom, der von der Eingangs- an die Ausgangsklemme fließt.

In 1 ist die Schaltungsanordnung mit einer kapazitiven Last Cout an deren Ausgangsklemme OUT beschaltet. Die Eingangsspannung wird beispielsweise durch eine nicht näher dargestellte Batterie bereitgestellt. Ein zwischen die Eingangsklemme IN und die Basis des Transistors geschalteter Widerstand R11 verhindert in bekannter Weise, dass der Transistor Q11 bei hohen Temperaturen durch Leckströme aufgesteuert wird. Derartige Widerstände werden als "anti-leakage"-Widerstände bezeichnet.

Probleme können bei einer derartigen Schaltung dann auftreten, wenn die Eingangsspannung Vin unter den Wert der Ausgangsspannung Vout absinkt. Der Transistor Q11 wird dann in Rückwärtsrichtung betrieben, d.h. es fließt ein Strom I11 von der Ausgangs- an die Eingangsklemme OUT, IN. Dieser "Rückstrom" I11 ist abhängig von der Spannungsdifferenz Vdiff zwischen den Anschlüssen, dem Widerstandswert des Widerstands R11 und dem inversen Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q11. Für den Rückstrom gilt: I11 = iB11·(&bgr;inv + 1) = (Vdiff – th_inv)/R11·(&bgr;inv + 1)(1)

iB11 bezeichnet dabei den über den Widerstand R11 fließenden Basisstrom, Vdiff bezeichnet die Differenz zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung Vout, Vin und &bgr;inv bezeichnet die Stromverstärkung des Transistors für den Betrieb in Rückwärtsrichtung. Vth_inv bezeichnet die Einsatzspannung des in Rückwärtsrichtung betriebenen Transistors Q11.

Ein solcher Rückstrom I11 ist für Anwendungen, bei denen bei Ausfall oder Abschalten der Eingangsspannung Vin der Ausgangskondensator Cout seine Ladung möglichst lange speichern soll, unerwünscht.

Zur Reduzierung des Rückstromes ist es aus der EP 0 374 288 B1 bekannt, zusätzlich zu dem zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme geschalteten ersten Transistor einen zweiten Transistor vorzusehen, der mit dem ersten Transistor einen Stromspiegel bildet.

Eine solche Schaltungsanordnung ist in 2 dargestellt. Der zweite Transistor ist in 2 mit Q12 bezeichnet. Dieser Transistor Q12 ist als Diode verschaltet und zwischen die Ausgangsklemme OUT und die Basis des ersten Transistors Q11 geschaltet.

Für den Rückstrom I11 gilt bei dieser Schaltung: I11 = I12·(k + 1) = (Vdiff – Vth12)/R11·(k + 1)(2).

Vth12 bezeichnet dabei die Einsatzspannung des zweiten Transistors Q12, und k bezeichnet den Stromspiegelfaktor zwischen den beiden Transistoren Q12 und Q11. Dieser Stromspiegelfaktor k kann so eingestellt werden, dass er kleiner als die Stromverstärkung &bgr;inv des ersten Transistors Q11 ist, woraus im Vergleich zu der Schaltung nach 1 ein geringerer Rückstrom resultiert.

Die US 2005/0017701 A1 beschreibt eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die DE 100 24 515 A1 beschreibt einen Stromregler mit einem pnp-Bipolartransistor, dessen Emitter an einen Eingang und dessen Kollektor an einen Ausgang des Stromreglers angeschlossen ist. Zwischen den Basisanschluss dieses Bipolartransistors und ein Bezugspotential ist hierbei ein npn-Bipolartransistor geschaltet, der abhängig von einer Ausgangsspannung angesteuert ist. Weiterhin ist bei dieser bekannten Schaltungsanordnung die Kollektor-Emitter-Strecke eines weiteren pnp-Bipolartransistors zwischen Basis und Emitter des zwischen Eingang und Ausgang geschalteten Bipolartransistors geschaltet, der als Überspannungsschutz dient und der durch einen weiteren pnp-Bipolartransistor angesteuert ist.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit einem zwischen eine Eingangs- und eine Ausgangsklemme geschalteten Transistor zur Verfügung zu stellen, der bei Absinken der Eingangsspannung unter den Wert der Ausgangsspannung einen verringerten Rückstrom aufweist, die mit geringerem Schaltungstechnischen Aufwand zu realisieren ist.

Dieses Ziel wird durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Schaltungsanordnung weist eine Eingangsklemme zum Anlegen einer Eingangsspannung und eine Ausgangsklemme zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung für eine Last und einen ersten Transistor mit einer Laststrecke und einem Steueranschluss auf. Die Laststrecke des ersten Transistors ist dabei zwischen die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme geschaltet. Des weiteren umfasst die Schaltungsanordnung ein erstes Widerstandselement, das zwischen den Steueranschluss des ersten Transistors und die Eingangsklemme geschaltet ist, und eine erste Ansteuerschaltung, die an den Steueranschluss des ersten Transistors angeschlossen und die dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durch den ersten Transistor in einer Vorwärtsrichtung zu steuern. Außerdem ist eine zweite Ansteuerschaltung vorgesehen, die dazu ausgebildet ist, eine Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsklemme und der Ausgangsklemme zu erfassen und den ersten Transistor abhängig von dieser Spannungsdifferenz sperrend anzusteuern.

Diese zweite Ansteuerschaltung, die abhängig von der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme den ersten Transistor sperrend ansteuert, bewirkt eine deutliche Reduktion des Rückwärtsstromes im Vergleich zu herkömmlichen derartigen Schaltungsanordnungen.

Die zweite Ansteuerschaltung ist beispielsweise dazu ausgebildet, den Steueranschluss des ersten Transistors mit einem an die Ausgangsklemme gekoppelten ersten Lastanschluss dieses ersten Transistors kurz zu schließen, um den ersten Transistor sperrend anzusteuern.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.

1 zeigt eine erste Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik.

2 zeigt eine zweite Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik.

3 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem zwischen eine Eingangs- und eine Ausgangsklemme geschalteten Transistor und einer Ansteuerschaltung zur sperrenden Ansteuerung des ersten Transistors abhängig von einer Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme.

4 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer besonders einfach zu realisierenden Ansteuerschaltung.

5 zeigt eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung mit einem möglichen Realisierungsbeispiel für eine den ersten Transistor während des Normalbetriebes ansteuernden ersten Ansteuerschaltung.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Bauelemente und Signale mit gleicher Bedeutung.

Die in 3 dargestellte erfindungsgemäße Ansteuerschaltung weist eine Eingangsklemme IN zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin und eine Ausgangsklemme OUT zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout für eine Last auf. Als Last ist in 3 gestrichelt eine kapazitive Last Cout dargestellt. Die Eingangs- und die Ausgangsspannung Vin, Vout sind auf ein gleiches Potential, beispielsweise Masse, bezogen.

Zwischen die Eingangsklemme IN und die Ausgangsklemme OUT ist die Laststrecke eines ersten Transistors Q1 geschaltet. Dieser Transistor Q1 ist in dem Beispiel als pnp-Bipolartransistor ausgebildet, dessen Emitter-Kollektor-Strecke die Laststrecke bildet. Der Emitteranschluss dieses Transistors Q1 ist dabei an die Eingangsklemme IN gekoppelt, und der Kollektoranschluss K dieses ersten Transistors Q1 ist an die Ausgangklemme OUT gekoppelt. Zur Ansteuerung dieses ersten Transistors Q1 ist eine erste Ansteuerschaltung 3 vorhanden, die an den Basisanschluss B, der den Steueranschluss bildet, des ersten Transistors Q1 angeschlossen ist.

Ein Normalbetrieb dieser Schaltungsanordnung liegt dann vor, wenn die Eingangsspannung Vin größer oder gleich der Ausgangsspannung Vout ist. Ein Stromfluss durch den ersten Transistor Q1 von der Eingangsklemme IN an die Ausgangklemme OUT wird dabei durch die erste Ansteuerschaltung 3 über einen Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 gesteuert. Die erste Ansteuerschaltung 3 kann eine herkömmliche Ansteuerschaltung für derartige Schaltungsanordnungen sein. Diese erste Ansteuerschaltung 3 kann in nicht näher dargestellter Weise beispielsweise dazu ausgebildet sein, den Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 abhängig von einer Ausgangsspannung Vout zu erzeugen, um auf diese Weise eine konstante Ausgangsspannung Vout zu erzeugen. In nicht näher dargestellter Weise könnte die erste Ansteuerschaltung 3 auch dazu ausgebildet sein, den Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 abhängig von einem Stromfluss von der Eingangs- an die Ausgangsklemme IN, OUT zu erzeugen, um auf diese Weise den Stromfluss zu regeln und beispielsweise einen konstanten Ausgangsstrom Iout zu erzeugen.

Zwischen den Basisanschluss B und den Emitteranschluss E des ersten Transistors Q1 ist in grundsätzlich bekannter Weise ein erster Widerstand R1 geschaltet, der zur Reduktion von Leckströmen dient.

Außer dem zuvor erläuterten Normalzustand, bei dem die Eingangsspannung Vin größer als die Ausgangsspannung Vout ist, und bei dem ein Ausgangsstrom Iout in der in 3 dargestellten Richtung von der Eingangsklemme IN an die Ausgangsklemme OUT fließt, kann bei der dargestellten Schaltungsanordnung ein zweiter Betriebszustand auftreten, bei dem die Ausgangsspannung Vout größer als die Eingangsspannung Vin ist. Ein solcher Zustand tritt beispielsweise dann auf, wenn die Eingangsspannung Vin beabsichtigt oder unbeabsichtigt absinkt wenn an die Ausgangsklemme OUT eine kapazitive Last Cout angeschlossen ist, über der auch nach Abschalten der Eingangsspannung Vin die Ausgangsspannung Vout noch anliegt. Um den Stromfluss von der Ausgangsklemme OUT an die Eingangsklemme IN während dieses zweiten Betriebszustandes möglichst gering zu halten, ist eine zweite Ansteuerschaltung 2 vorhanden, die an den Basisanschluss B des ersten Transistors Q1 angeschlossen ist, und die dazu ausgebildet ist, eine Spannungsdifferenz Vdiff zwischen der Eingangsklemme IN und der Ausgangsklemme OUT zu erfassen und den ersten Transistor Q1 abhängig von dieser Spannungsdifferenz Vdiff sperrend anzusteuern.

Diese zweite Ansteuerschaltung 2 weist in dem Beispiel gemäß 3 einen Komparator 21 und ein durch den Komparator 21 angesteuertes Schaltelement 22 auf. Ein erster Eingang des Komparators ist dabei an die Ausgangklemme OUT bzw. den Kollektoranschluss des ersten Transistors Q1 angeschlossen, und ein zweiter Eingang des Komparators 21 ist an die Eingangsklemme IN bzw. den Emitteranschluss des ersten Transistors Q1 angeschlossen. Das durch den Komparator angesteuerte Schaltelement 22 ist zwischen den Kollektoranschluss K des ersten Transistors Q1 und dessen Basisanschluss B geschaltet.

Die Funktionsweise dieser zweiten Ansteuerschaltung 2 wird nachfolgend erläutert:

Übersteigt die Ausgangsspannung Vout den Wert der Eingangsspannung Vin so steuert der Komparator 21 das Schaltelement 22 leitend an, um Kollektor K und Basis B des ersten Transistors Q1 kurzzuschließen und dadurch eine leitende Ansteuerung des ersten Transistors Q1 in Rückwärtsrichtung zu verhindern. Auch bei dieser Schaltung fließt zwar ein Rückstrom Ir von der Ausgangsklemme OUT an die Eingangsklemme IN, nämlich über das leitend angesteuerte Schaltelement 22 und den zwischen die Basis B und den Emitter E geschalteten Widerstand R1 des ersten Transistors Q1. Dieser Strom ist jedoch wesentlich geringer als bei den bekannten Schaltungsanordnungen und ist lediglich gegeben durch: Ir = Vdiff/R1(3), wobei R1 den Widerstandswert des zwischen Basis und Emitter des ersten Transistors Q1 geschalteten Widerstands bezeichnet.

Dieser Rückstrom Ir ist damit in etwa um den Faktor &bgr;inv + 1 kleiner als der Rückstrom I11 bei der Schaltungsanordnung nach 1 und in etwa um den Faktor k kleiner als bei der Schaltungsanordnung gemäß 2. Anders als bei den bekannten Schaltungsanordnungen wird bei der Schaltungsanordnung gemäß 3 ein Stromfluss über die Laststrecke des zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme IN, OUT geschalteten ersten Transistors Q1 verhindert.

Um die Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung Vout und der Eingangsspannung Vin, bei welcher der Komparator 21 das Schaltelement 22 leitend ansteuert, zu Werten größer als Null hin verschieben zu können ist optional eine Hilfsspannungsquelle 23 vorgesehen, die einem der Eingänge des Komparators 21 vorgeschaltet ist. In dem Beispiel ist diese Hilfsspannungsquelle 23 dem ersten Eingang des Komparators 21 vorgeschaltet und liefert eine Hilfsspannung Vh mit der dargestellten Polung. Eine leitende Ansteuerung des Schaltelements 22 erfolgt in diesem Beispiel dann, wenn die Ausgangsspannung Vout den Wert der Eingangsspannung Vin um den Wert der Hilfsspannung Vh übersteigt. Die Hilfsspannungsquelle 23 könnte auch dem zweiten Eingang des Komparators 21 vorgeschaltet werden, in diesem Fall wäre die Polung der Hilfsspannungsquelle jedoch umzudrehen.

4 zeigt ein einfach zu realisierendes Beispiel für die zweite Ansteuerschaltung 2. Die zweite Ansteuerschaltung 2 weist in diesem Beispiel einen zweiten Transistor Q2 auf, der als pnp-Bipolartransistor ausgebildet ist und dessen Laststrecke (Emitter-Kollektor-Strecke) zwischen den Kollektoranschluss K des ersten Transistors Q1 und dessen Basisanschluss B geschaltet ist. Ein Basisanschluss dieses zweiten Transistors Q2 ist über einen Vorwiderstand R2 durch die Eingangsspannung Vin angesteuert.

Der zweite Transistor Q2 erfüllt bei dieser zweiten Ansteuerschaltung 2 sowohl die Funktion eines Vergleichers als auch die Funktion eines Schaltelements. Übersteigt die Ausgangsspannung Vout bei dieser Schaltungsanordnung die Eingangsspannung Vin um einen Spannungswert, der der Einsatzspannung des zweiten Transistors Q2 entspricht, so wird dieser zweite Transistor Q2 leitend angesteuert, um Basis B und Kollektor K des ersten Transistors Q1 kurzzuschließen. Die über der Kollektor-Emitter-Strecke des leitend angesteuerten zweiten Transistors Q2 anliegende Spannung ist nicht ausreichend, um den ersten Transistor Q1 leitend anzusteuern, so dass der erste Transistor Q1 während dieses Betriebszustandes gesperrt ist.

Während des zweiten Betriebszustandes fließt auch bei dieser Schaltungsanordnung ein geringer Rückstrom, der sich aus dem Basisstrom des zweiten Transistors Q2 und dem Laststreckenstrom bzw. Kollektorstrom dieses zweiten Transistors Q2 zusammensetzt. Der Kollektorstrom dieses zweiten Transistors Q2 fließt über den zwischen Basis und Emitter B, E des ersten Transistors Q1 geschalteten ersten Widerstand R1.

Für den Rückstrom Ir gilt: Ir = Ir1 + Ir2 = (Vdiff – Vth2)/R2 + (Vdiff – Vcesat2)/R1(4)

Vth2 bezeichnet dabei die Einsatzspannung des zweiten Transistors Q2, und Vcesat2 bezeichnet die Laststreckenspannung des zweiten Transistors Q2 im eingeschalteten Zustand.

Nimmt man als typische Zahlenwerte für die Widerstände R1 = R2 = 300k&OHgr;, für die Spannungsdifferenz Vdiff = 10V, die Einsatzspannung Vth2 = 0,7V und die Laststreckenspannung Vcesat2 = 0,3V an, so gilt für den Rückstrom IR: Ir = (10V – 0,7V)/300k&OHgr; + (10V – 0,3V)/300k&OHgr; = 63&mgr;A(4a).

Dieser Rückstrom ist wesentlich geringer als bei den Schaltungsanordnungen gemäß der 1 und 2. Für R11 = 300k&OHgr; und einer üblichen Rückwärtsverstärkung von &bgr;inv = 47 erhält man als Rückstrom I11 bei der Schaltung nach 1 unter Berücksichtigung der Gleichung (1): I11 = (10V – 0,7V)/300k&OHgr;·47 = 1,49mA(1a)

Bei entsprechenden Zahlenwerten für die Spannungsdifferenz Vdiff und den ersten Widerstand R11 erhält man als Rückstrom für die Schaltungsanordnung gemäß 2 unter Berücksichtigung der Gleichung (2): I11 = (10V – 0,7V)/300k&OHgr;·31 = 961&mgr;A(2b), wenn ein Stromspiegelverhältnis von k = 30 angenommen wird.

Bei den zuvor gemachten Ausführungen zur Ermittlung des Rückstromes Ir bei den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen gemäß der 3 und 4 wurde vorausgesetzt, dass der in die erste Ansteuerschaltung 3 fließende Basisstrom Ib bei Vorliegen des zweiten Betriebszustandes gleich Null ist.

5 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für eine erste Ansteuerschaltung 3, bei der dies gewährleistet ist.

Diese erste Ansteuerschaltung 3 ist grundsätzlich dazu ausgebildet, den Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 abhängig von der Ausgangsspannung Vout einzustellen, um eine konstante Ausgangsspannung Vout über einer kapazitiven Last Cout zu erreichen. Die erste Ansteuerschaltung weist einen an die Ausgangsklemme OUT angeschlossenen Spannungsteiler R31, R32 auf der eine heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout' bereitstellt, die einem Differenzverstärker 32 zugeführt ist. Der Differenzverstärker 32 vergleicht diese heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout' mit einer ersten Referenzspannung Vref1 und steuert abhängig von dem Vergleichsergebnis einen Regeltransistor 31 an, der zwischen den Basisanschluss B des ersten Transistors Q1 und ein Bezugspotential GND geschaltet ist.

In Reihe zu diesem Regeltransistor 31 ist ein als Schalter dienender weiterer Transistor 33 geschaltet, der über einen weiteren Differenzverstärker 34 angesteuert ist. Die Eingänge dieses Differenzverstärkers 34 sind an die Eingangsklemme IN und die Ausgangsklemme OUT angeschlossen. Dieser Differenzverstärker 34 und der weitere Transistor 33 sind so aufeinander abgestimmt, dass der Transistor 33 nur dann leitend angesteuert ist, wenn die Eingangsspannung Vin größer als die Ausgangsspannung Vout ist. Übersteigt die Ausgangsspannung Vout die Eingangsspannung Vin, so sperrt der weitere Transistor 33, um dadurch die Erzeugung eines Basisstromes Ib für den ersten Transistor Q1 zu verhindern.

2
zweite Ansteuerschaltung
22
Hilfsspannungsquelle
21
Komparator
23
Schaltelement
3
erste Ansteuerschaltung
31
Regeltransistor, npn-Bipolartransistor
32, 34
Differenzverstärker
33
Schalttransistor, npn-Bipolartransistor
B
Basisanschluss
Cout
kapazitive Last
E
Emitteranschluss
I11
Rückstrom
Ib
Basisstrom
Ib11
Basisstrom
Iout
Ausgangsspannung
Ir
Rückstrom
Ir1
Teil-Rückstrom
Ir2
Teil-Rückstrom
K
Kollektoranschluss
Q1
erster Transistor, pnp-Bipolartransistor
Q11
Transistor, pnp-Bipolartransistor
Q12
zweiter Transistor, pnp-Bipolartransistor
Q2
zweiter Transistor, pnp-Bipolartransistor
R1
Widerstand
R11
Widerstand
R2
Widerstand
R31, R32
Spannungsteiler, Widerstände
Vbe
Basis-Emitter-Spannung
Vdiff
Differenzspannung
Vh
Hilfsspannung
Vin
Eingangsspannung
Vout
Ausgangsspannung
Vref1
Referenzspannung


Anspruch[de]
Schaltungsanordnung, die folgende Merkmale aufweist:

– eine Eingangsklemme (Vin) zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und eine Ausgangsklemme (Vout) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout),

– einen ersten Transistor (Q1) mit einer Laststrecke und einem Steueranschluss, dessen Laststrecke zwischen die Eingangsklemme (IN) und die Ausgangsklemme (OUT) geschaltet ist,

– ein erstes Widerstandselement (R1), das zwischen den Steueranschluss des ersten Transistors (Q1) und die Eingangsklemme (IN) geschaltet ist,

eine erste Ansteuerschaltung (3), die an den Steueranschluss des ersten Transistors (Q1) angeschlossen ist und die dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durch den ersten Transistor (Q1) in einer Vorwärtsrichtung zu steuern, und

– eine zweite Ansteuerschaltung (2), die dazu ausgebildet ist, eine Spannungsdifferenz (Vdiff) zwischen der Eingangsklemme (IN) und der Ausgangsklemme (OUT) zu erfassen und den ersten Transistor (Q1) abhängig von dieser Spannungsdifferenz (Vdiff) sperrend anzusteuern, wenn die Ausgangsspannung (Vout) die Eingangsspannung (Vin) übersteigt

dadurch gekennzeichnet, dass

die zweite Ansteuerschaltung (2) einen zweiten Transistor (Q2) mit einem Steueranschluss und einer Laststrecke aufweist, dessen Laststrecke zwischen den Steueranschluss (B) und den ersten Lastanschluss (K) des ersten Transistors (Q1) geschaltet ist und dessen Steueranschluss an die Eingangsklemme (IN) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der der Steueranschluss des zweiten Transistors (Q2) über ein zweites Widerstandselement (R2) an die Eingangsklemme (IN) gekoppelt ist. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der erste Transistor (Q1) ein pnp-Bipolartransistor ist. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der zweite Transistor ein pnp-Bipolartransistor ist.






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