Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem mit einem Sender mit Codierungsmitteln zum aus einer Anzahl Sequenzen digitaler Symbole Herleiten einer Anzahl Sequenzen codierter digitaler Symbole und mit Modulationsmitteln zum aus der genannten Anzahl Sequenzen codierter digitaler Symbole Herleiten einer Anzahl digital modulierter Trägersignale, wobei der Sender weiterhin Kombinationsmittel aufweist zum Herleiten eines kombinierten Signals aus der genannten Anzahl digital modulierter Trägersignals, wobei der Sender weiterhin dazu vorgesehen ist, das genannte kombinierte Signal über ein nicht lineares Übertragungsmedium zu einem Empfänger zu übertragen, wobei der Empfänger Demodulationsmittel aufweist zum Herleiten wenigstens einer Sequenz codierter Symbole aus dem empfangenen Signal und Decodiermittel zum Herleiten einer Sequenz digitaler Symbole aus der genannten Sequenz digitaler Symbole.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf einen Sender, einen Codierer/Modulator, einen Empfänger und ein Trägersignal zur Verwendung in einem derartigen System.

Eine Kombination von Kodierungsmitteln und Modulationsmitteln ist aus US 5.062.152 bekannt, das ein Verfahren zum Verarbeiten eines pulscodemodulierten Signals mit einer nicht einheitlichen Wahrscheinlichkeitsdichte beschreibt. Das Signal wird quantisiert und das quantisierte Signal wird danach unter Anwendung eines nicht sequentiellen Codierungsschemas codiert, wobei binäre Codewörter für die Quantisierungspegel entsprechend der Wahrscheinlichkeit der Quantisierungspegel und der Anzahl ON Bits in dem Codewort gewählt werden. Quantisierungspegel einer höheren Wahrscheinlichkeit sind zugeordnete Codewörter mit weniger ON Bits zum Erreichen einer Codewortzuordnung einer minimalen Leistung.

Derartige Übertragungssysteme der eingangs beschriebenen Art können in allen Arten von Übertragungsnetzwerken mit einem nicht linearen Übertragungsmedium angewandt werden.

Ein erstes Beispiel eines derartigen Übertragungssystems ist ein optisches Übertragungssystem. Das Übertragungssystem soll in dem Fall einen elektrooptischen Wandler enthalten, beispielsweise einen Laser, eine optische Übertragungsstrecke, wie eine optische Faser oder einen freien Raum und einen optischelektrischen Wandler, wie eine Photodiode enthalten. In üblichen optischen Übertragungssystemen wird die Nichtlinearität des Übertragungssystems vorwiegend durch den elektrooptischen Wandler verursacht; es ist aber auch möglich, dass wesentliche Nichtlinearität durch optische Verstärker verursacht wird, die in der Übertragungsstrecke vorhanden sind.

Ein zweites Beispiel eines derartigen Übertragungssystems ist ein Kabelübertragungsnetzwerk, wie ein CATV-Netzwerk. Hier wird die Nichtlinearität vorwiegend durch die Nichtlinearität de Verstärker verursacht, die an verschiedenen Stellen in dem Netzwerk verwendet werden.

In Übertragungsnetzwerken ist es oft erwünscht, eine Anzahl Sequenzen digitaler Symbole zu übertragen. Jede der genannten Sequenzen digitaler Symbole stellt beispielsweise ein einzelnes (HD)TV-Programm oder einen Datendienst dar. Bei dem bekannten Übertragungssystem wird jede genannte Sequenz codiert zum Erhalten einer Sequenz codierter digitaler Symbole. Daraufhin wird die Sequenz codierter digitaler Symbole auf einem eigenen Träger moduliert zum Erhalten eines modulierten Trägersignals, Zum Schluss werden die jeweiligen Trägersignale zu einem kombinierten Signal kombiniert, das über das Übertragungsmedium übertragen wird. In dem Empfänger wird wenigstens eines der modulierten Trägersignale selektiert, demoduliert und decodiert zum Erhalten der gewünschten Sequenz digitaler Symbole.

Wegen der Nichtlinearität des Übertragungsmediums wird das kombinierte Signal eine gewisse nichtlineare Verzerrung erfahren, was zu der Erzeugung von Harmonischen und Intermodulationsprodukten führt. Das Vorhandensein derartiger Verzerrungsprodukte wird eine gewisse Interferenz für die gewünschten Signale verursachen, was zu einer gesteigerten Fehlerwahrscheinlichkeit führt.

Bei einigen bekannten Übertragungssystemen werden die Sequenzen digitaler Symbole unter Anwendung eines (255, 239) BCH Fehler korrigierenden Codes zum reduzieren der Fehlerwahrscheinlichkeit der empfangenen digitalen Symbole codiert. Durch die Verwendung eine derartigen Fehler korrigierenden Codes kann mehr Verzerrung toleriert werden und folglich können größere Signalamplituden des kombinierten Signals toleriert werden. Dies führt zu einer gesteigerten Kapazität des Übertragungssystems. Der Wunsch aber, die Kapazität des Übertragungssystems noch mehr zu steigern, existiert noch immer.

Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Übertragungssystem mit einer größeren Kapazität der eingangs beschriebenen Art zu schaffen.

Das Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass die Codierungsmittel vorgesehen sind zum Herleiten von Sequenzen codierter digitaler Symbole, so dass je größer die Wahrscheinlichkeit eines codierten Symbols ist, umso niedriger ist die Amplitude der modulierten Signale entsprechend dem genannten codierten Symbol, und dadurch, dass ein Wert eines Modulationsindexes des kombinierten Signals derart gewählt wird, dass dies zu einem maximalen Wert eines Amplitude-Rauschverhältnisses des kombinierten Signals führt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass Übertragung von Symbolen entsprechend einem modulierten Trägersignal mit einer großen Amplitude den Hauptteil der nicht linearen Verzerrung verursacht. Durch Reduktion der Wahrscheinlichkeit der genannten Symbole wird die mittlere Verzerrung, eingeführt durch alle Träger, verringern und folglich wird de Fehlerwahrscheinlichkeit auch abnehmen. Dies ermöglicht die Verwendung noch größerer Amplituden. Dadurch soll ein Wert eines Modulationsindexes des kombinierten Signals zu einem maximalen Wert eines Amplitude-Rauschverhältnisses führen, was zu einem maximalen Wert der Kanalkapazität führt. Durch Verwendung eines Kanalcodes, in dem die Wahrscheinlichkeit der Symbole mit einer ansteigenden Amplitude des modulierten, damit assoziierten Trägersignals abnimmt, wird die mittlere Signalamplitude verringert.

Eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass das nicht lineare Übertragungsmedium eine Kaskadenschaltung eines elektrisch-optischen Wandlers, eines optischen Übertragungskanals und eines optisch-elektrischen Wandlers aufweist.

In einem optischen Übertragungssystem wird die Nicht-Linearität vorwiegend durch Beschneidung der negativen Signalauslenkungen des kombinierten Signals wegen eines begrenzten Vorspannstromes der Laserdiode verursacht. Die nicht lineare Verzerrung wird dadurch oft als "Beschneidungsrauschen" bezeichnet. Es ist aber auch möglich, dass bei den positiven Auslenkungen des kombinierten Signals eine gewisse Sättigung auftritt.

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen auf, dass das nicht lineare Übertragungsmedium eine Anzahl Kanalabschnitte aufweist, die über wenigstens einen Verstärker miteinander verbunden sind.

In einem Übertragungssystem, in dem Verstärker der Hauptgrund der Verzerrung sind, wird die Verzerrung bei positiven sowie negativen Auslenkungen des kombinierten Signals auftreten.

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

1 ein Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung,

2 ein alternatives Übertragungsmedium für das Übertragungsmedium 4 in 1,

3 eine Ausführungsform der Codierer und Decoder zur Verwendung in dem Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung,

4 das Amplitude-Rauschverhältnis bei dem Empfänger als eine Funktion der Wahrscheinlichkeit, dass die digitalen Symbole den Wert "1" in einem Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung haben,

5 eine 16-QAM Konstellation zur Anwendung bei der vorliegenden Erfindung.

In dem Übertragungssystem nach 1 wird eine Anzahl Sequenzen digitaler Symbole Eingängen der Codierungsmittel zugeführt, in dem vorliegenden Fall Codierern 12 ... 16. Ein Ausgang jedes der Codierer 12 ... 16 ist mit einem Eingang der Modulationsmittel verbunden, in diesem Fall von Modulatoren 14 ... 18. Die Ausgänge der Modulatoren 14 ... 18 sind mit einem Eingang der Kombiniermittel 20 verbunden.

Ein Ausgang der Kombiniermittel 20 ist mit dem Eingang des Übertragungsmediums verbunden. Der Eingang des Übertragungsmediums wird durch einen Eingang eines elektrooptischen Wandlers 22 gebildet. Der Ausgang des elektrooptischen Wandlers 22 ist mit einem Eingang eines Fasernetzwerkes 24 verbunden. Eine Anzahl Ausgänge des Fasernetzwerkes 24 ist mit einem Eingang von optisch-elektrischen Wandlern verbunden. Einer dieser Wandler ist explizit gezeichnet und hat das Bezugszeichen 26. Die Ausgänge des Übertragungsmediums 4 sind durch die Ausgänge der optisch-elektrischen Wandler gebildet.

In dem Empfänger 10 ist der Eingang mit einem Selektor 28 verbunden. Der Ausgang des Selektors 28 ist mit einem Eingang eines Demodulators 30 verbunden. Der Ausgang des Demodulators 30 ist mit einem Eingang des Decoders 32 verbunden. An dem Ausgang des Decoders 32 ist die rekonstruierte Sequenz digitaler Symbole verfügbar.

In dem Übertragungssystem nach 1 werden N Sequenzen digitaler Symbole in N Sequenzen codierter digitaler Symbole durch die Codierer 12-16 umgewandelt. Jede der Sequenzen digitaler Symbole kann ein Audio-, Video- oder Datensignal darstellen. In den Modulatoren 14-18 wird ein digital moduliertes Trägersignal durch Modulation eines Trägersignals wenigstens in der Amplitude erhalten. Geeignete Modulationsschemen sind beispielsweise ASK ("Amplitude Shift Keying") und QAM ("Quadrature Amplitude Modulation").

Die modulierten Trägersignale werden in einem Addierer 20 kombiniert. Der Ausgang des Addierers 20, der das kombinierte Signal trägt, ist mit dem nicht linearen Übertragungsmedium verbunden. Die Nicht-Linearität wird durch den Laser 22 hauptsächlich wegen der negativen Auslenkungen des kombinierten Signals verursacht. Wenn der Vorspannstrom des Lasers 22 gleich I_b ist, soll für eine störungsfreie Übertragung die Amplitude I_c des Stromes, der das kombinierte Signal darstellt, kleiner sein als In. Der Modulationsindex m = I_c/I_b soll folglich kleiner als 1 sein. Wenn das kombinierte Signal N modulierte Träger aufweist, wird der Modulationsindex m_i jedes modulierten Trägersignals für eine störungsfreie Übertragung auf 1/N begrenzt (wenn m_i für alle Träger gleich ist). Das Erlauben einer gewissen Störung dadurch, dass m_i > 1/M sein darf, kann zu einer Steigerung der Übertragungskapazität des Übertragungssystems führen. Für die optische Ausgangsleistung P_opt der Laserdiode 22 lässt sich Folgendes schreiben: P_opt = C·I_Laser = C·MAX [(I_b + I_c), I_th](1)

In (1) ist C eine Proportionalitätskonstante, I_th ist der Schwellenstrom der Laserdiode 22 und MAX_[x,y] ist der maximale Wert der Werte x und y. Für den Strom I_c lässt sich Folgendes schreiben:

In (2) ist a_i,j die normalisierte Amplitude des modulierten i. Trägers entsprechend dem j. Symbol. Für die optische Leistung P_opt der Laserdiode 22 lässt sich nun Folgendes schreiben:

Das Ausgangssignal des Lasers 22 wird über das Fasernetzwerk 24 zu einer Anzahl Substationen 6, ..., 8 und 10 verteilt. In der Substation 10 ist das Ausgangssignal des Übertragungsmediums 4 an dem Ausgang des optischelektrischen Wandlers 26 verfügbar. Der Selektor 28 selektiert eines der modulierten Trägersignale zur Demodulation. Der Selektor 28 kann ein abstimmbares Bandfilter aufweisen, es ist aber auch möglich, dass die selektion durch Umwandlung des Eingangssignals in eine niedrigere Zwischenfrequenz gemacht wird, durch Mischung derselben mit einem Ortsoszillatorsignal mit einer einstellbaren Frequenz.

Der optischelektrische Wandler 26 erzeugt ein elektrisches Signal, das im Wesentlichen proportional zu der Leistung des empfangenen optischen Signals ist.

Nebst dem gewünschten elektrischen Signal gibt es auch einige unerwünschte Bestandteile in dem Ausgangssignal des optischelektrischen Wandlers. Die nicht lineare Verzerrung des Übertragungsnetzwerkes erzeugt harmonische Bestandteile und Intermodulationsprodukte. Nebst dem rauschartigen Signal, verursacht durch das nicht lineare Übertragungsmedium gibt es drei weitere Bestandteile an dem Eingang des Empfängers. Ein erster Anteil ist das sog. RIN-Rauschen ("Relative Intensity Noise"), das in dem elektrischoptischen Wandler erzeugt wird, und das einen konstanten Pegel hat an dem Ausgang des elektrischoptischen Wandlers. An dem Eingang des Empfängers ist es umgekehrt proportional zu der Dämpfung der optischen Faser. Ein zweiter und ein dritter Anteil ist das Rauschen des elektrischoptischen Wandlers und das Rauschen, verursacht durch die elektronische Schaltungsanordnung. Das Rauschen des optischelektrischen Wandlers ist proportional zu dem empfangenen optischen Signal, und das Rauschen der elektronischen Schaltungsanordnung ist unter normalen Umständen konstant.

Für das Amplitude-Rauschverhältnis lässt sich Folgendes schreiben:

In (4) ist die Amplitude des modulierten Trägersignals N_RIN das relative Intensitätsrauschen, N_SHOT ist das Schußrauschen des optischelektrischen Wandlers, N_REC ist das Empfängerrauschen und N_CLIP ist das Beschneidungsrauschen wegen des nicht-linearen Übertragungsmediums. In (4) N_RIN, N_SHOT und N_REC sind unabhängig von dem Modulationsindex m_i. A steigt proportional zu m_i und N_CLIP steigt mehr als proportional zu m_i. In dieser Situation gibt es einen Wert von m_i, was zu einem maximalen Wert von ANR führt, und folglich zu einem maximalen Wert der Kanalkapazität. Durch Verwendung eines Kanalcodes, in dem die Wahrscheinlichkeit der Symbole mit einer Zunahme der Amplitude des modulierten damit assoziierten Trägersignals abnimmt, wird die mittlere Signalamplitude verringert.

Durch Reduktion des Mittelwertes der Amplitude der modulierten Trägersignale dadurch, dass ein anderer Kanalcode verwendet wird, kann ein größerer Wert von m_i bei einem bestimmten Wert des Beschneidungsrauschens toleriert werden. Dies führt zu einem größeren Wert des maximalen Amplitude-Rauschverhältnisses.

Dies bedeutet, dass die Anzahl Ecken und/oder die Anzahl Signalpegel des Modulationsschemas gesteigert werden kann.

Das an dem Ausgang des Selektors 28 verfügbare modulierte Trägersignal wird von dem Demodulator 30 demoduliert. Das Signal an dem Ausgang des Demodulators 30 ist die demodulierte Sequenz der codierten digitalen Signale. Diese Sequenz wird durch den Decoder 32 decodiert. An dem Ausgang des Decoders 32 ist die Sequenz der digitalen Symbole verfügbar.

In dem Übertragungsmedium 4 nach 2 wird der Eingang mit einem Eingang eines Verstärkers 34 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 34 ist mit einem Eingang eines Leistungsspalters 35 verbunden. Ein erster Ausgang des Leistungsspalters 35 ist über einen Kabelabschnitt 25 mit einem Eingang eines Verstärkers 36 verbunden. Ein zweiter Ausgang des Leistungsspalters 35 ist über einen Kabelabschnitt 27 mit einem Eingang eines Verstärker 38 verbunden. Ein dritter Ausgang des Leistungsspalters 35 ist über einen Kabelabschnitt 29 mit einem Eingang eines Verstärkers 40 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 36 ist mit einem Eingang eines Leistungsspalters 37 verbunden. Drei Ausgänge des Leistungsspalters 37 sind mit Hauseinführungskabelabschnitten für die Sekundärstationen verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 38 ist mit einem Eingang eines Leistungsspalters 39 verbunden. Zwei Ausgänge des Leistungsspalters 39 sind mit Hauseinführungskabelabschnitten für die Sekundärstationen verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 40 ist mit dem Eingang eines Leistungsspalters 41 verbunden. Drei Ausgänge des Leistungsspalters 41 sind mit Hauseinführungskabelabschnitten für die Teilnehmer verbunden.

Ein nicht lineares Übertragungsmedium nach 2 kann beispielsweise in CATV-Systemen gefunden werden. Die Nichtlinearität wird durch die Verstärker 34, 36, 38 und 40 verursacht. Die Verstärkung des Verstärkers 34 ist derart gewählt worden, dass die Dämpfung, verursacht durch die Spaltung durch den Leistungsspalter 35 und den Verlust in den Kabelabschnitten 25, 27 und 29, kompensiert wird. Die Verstärkung der Verstärker 36, 38 und 40 ist derart gewählt worden, dass die Dämpfung, verursacht durch die Spaltung der Leistungsspalter 37, 39 und 41 und den Verlust in dem entsprechenden Hauseinführungskabelabschnitt kompensiert wird.

Der Eingang des Codierers 12 ... 16 nach 3 ist mit einem Eingang eines Reihe-Parallelwandlers 1 verbunden. M Ausgänge des Reihe-Parallelwandlers 1 sind mit M Eingängen eines ROMs 3 verbunden. N Ausgänge des ROMs 3 sind mit einem Parallel-Reihenwandler 5 verbunden. Der Ausgang des Parallel-Reihenwandlers 5 bildet den Ausgang des Codierers 12 ... 16.

Ein Takteingang des Codierers 12 ... 16 ist mit einem Eingang eines Frequenzteilers 7 mit einem Teilungsfaktor N, sowie mit einem Eingang des Frequenzteilers 9 mit einem Teilungsfaktor M verbunden. Der Ausgang des Frequenzteilers 7 ist mit einem Takteingang des Reihe-Parallelwandlers 1 verbunden. Der Ausgang des Frequenzteilers 9 ist mit einem Takteingang des Parallel-Reihenwandlers 5 verbunden.

In dem Fall, dass binäre Amplitudentastung angewandt wird, erzeugt der Codierer 12 ... 16 in Reaktion auf eine Sequenz binärer Symbole mit P(1) und P(0) gleich 0,5 eine Sequenz binärer Symbole mit P(1) < 0,5 und mit P(0) > 0,5.

Damit es ermöglicht wird, den gleichen Betrag an Daten zu übertragen, soll die Symbolrate der Sequenz codierter Symbole gesteigert werden. Die Kanalrate R_CH soll wenigstens der nachfolgenden Gleichung entsprechen:

In (5) ist R_source die Symbolrate der Quelle, und H_CC ist die Entropie des Kanalcodes. Für H_CC lässt sich Folgendes schreiben: H_CC = –P(1)·²logP(1) – P(0)·²logP(0)(6)

In dem Codierer nach 3 ist das Verhältnis zwischen der Kanalrate R_CH und die Quellenrate R_source entspricht N/M. Wenn vorausgesetzt wird, dass das Taktsignal an dem Eingang der Frequenzteiler 7 und 9 eine Frequenz fr hat, hat das Ausgangssignal des Frequenzteilers 7 eine Frequenz f_r/N und das Ausgangssignal des Frequenzteiler 9 hat eine Frequenz von f_r/M. Unter Verwendung des Ausgangssignals des Frequenzteilers 7 werden die Quellensymbole des Signals M während einer Periode von M·N/f_r in den Reihe-Parallelwandler getaktet. Diese Symbole werden daraufhin dem ROM 3 zugeführt.

Der ROM 3 schafft N codierte Symbole in Reaktion auf die M Eingangssymbole. Diese codierten Symbole werden zu dem Parallel-Reihenwandler 5 übertragen. Die codierten Symbole werden durch Taktung des von dem Frequenzteiler 9 gelieferten Reihe-Parallelwandlers 4 in einen seriellen Strom mit der Symbolrate f_r/M umgesetzt. Folglich werden in der Periode N·M/f_r N Symbole seriell von dem Codierer übertragen.

Ein erster üblicher Code, der 3 Eingangsbits a_i in 8 Ausgangsbits b_j umwandelt:

Dieser Code, der auch als Impulspositionsmodulation bezeichnet wird, hat eine Rate, die der 8/3 Rate des Eingangscodes entspricht. Die Wahrscheinlichkeit des Symbolwerts 1 ist gleich 1/8. Wenn der logische Wert von "1" dem Amplitudenwert des modulierten Trägersignals, der höher ist als der Amplitudenwert des logischen Wertes "0" entspricht, führt dies zu einer Abnahme der mittleren Leistung des modulierten Trägersignals.

Ein weiterer Code, der mit der vorliegenden Erfindung angewandt werden kann, ist in der nachfolgenden Tabelle gegeben:

4 zeigt das Amplitude-Rauschverhältnis als eine Funktion der Wahrscheinlichkeit des logischen Wertes "1". Es wird vorausgesetzt, dass ASK Modulation des Trägers angewandt wird. Weiterhin wird vorausgesetzt, dass es 64 Träger gibt, die mit 2 Mbit/s Strömen moduliert sind. Weiterhin wird vorausgesetzt, dass die Ausgangsleistung des elektrischoptischen Wandlers 0 dBm ist und die Dämpfung (einschließlich des Spaltungsverlustes) des Fasernetzwerkes 33,4 dB ist. Es wird ebenfalls vorausgesetzt, dass der RIN vernachlässigt werden kann, dass m_i gleich 0,4 ist und dass der Wert des Rauschstromes I 2n an dem Ausgang des optischelektrischen Wandlers gleich 4 pA²/Hz ist.

4 zeigt ein maximales ANR für P(1) = 0,1. Für Werte von P(1) kleiner als 0,1 überherrscht das Empfängerrauschen. Das Amplitude-Rauschverhältnis nimmt mit P(1) ab, und zwar wegen der erforderlichen zugenommenen Bandbreite. Für Werte von P(1) gröber als 0,1 nimmt das ANR ab, und zwar wegen des rapide ansteigenden Wertes des rauschartigen Signals, verursacht durch Verzerrung durch das nicht lineare Übertragungsmedium.

5 zeigt die Konstellation eines QAM-Signals, das nach der vorliegenden Erfindung verwendet wird. In dem Fall wird eine Art von codierter Modulation angewandt. 4 aufeinander folgende Bits werden auf zwei aufeinander folgenden Symbolen entsprechend der Konstellation nach 4 abgebildet.

Die Rate des Codes entsprechend der oben genannten Tabelle ist 0,5. Die Symbole C_j können die Amplitudenwerte a√2, a√10 und 3a√2 haben, wobei a eine Konstante ist. Die Wahrscheinlichkeit einer Amplitude von a√2 ist gleich 18/32 = 9/16, die Wahrscheinlichkeit eines Amplitudenwertes von a√10 ist gleich 10/32 = 5/16 und die Wahrscheinlichkeit eines Amplitudenwertes von 3a√2 = 1/8. Unter Anwendung dieser Wahrscheinlichkeiten kann für das mittlere Quadrat der Amplitude entsprechend dem vorliegenden Code Folgendes gefunden werden:

Für nicht codierte QAM lässt sich einfach Folgendes finden:

Aus den oben stehenden Berechnungen dürfte es einleichten, dass wegen der Codierung der Mittelwert von <C²> wesentlich verringert wird.