Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Kommunikationssystem-Stations-Leistungsverbrauch-Steuerungsverfahren und eine entsprechende Vorrichtung, bei denen die Steuerung zu unterschiedlichen Graden in unterschiedlichen Betriebszuständen der Station ausgeführt wird.

Seit Langem besteht ein starkes Interesse am Eindämmen des elektrischen Leistungsverbrauchs bei elektronischen Schaltungen, bei denen es sein kann, dass sie von begrenzten Leistungsquellen, wie zum Beispiel Batterien oder Solarpaneelen abhängen. Das Interesse richtete sich dabei besonders stark auf Funktelefonsystemstationen, die entweder tragbar sind oder sich in einem geographischen Gebiet befinden, das von elektrischen Leistungsverteilungseinrichtungen nicht angemessen versorgt wird. Eine solche Station wird hier normalerweise als eine Teilnehmerstationseinheit oder einfach als eine Teilnehmereinheit bezeichnet. Dieses Interesse konzentriert sich inzwischen immer mehr, da die Sorgen darüber größer geworden sind, dass verschiedenste Arten von Verschmutzungen eingedämmt werden müssen.

Auf dem Gebiet der Funktelefone sind verschiedenste Anstrengungen unternommen worden, die Leistungsaufnahme einzuschränken. Stimmbetriebene Sender (Voice Operated Transmitters/VOX) sind wohl bekannt, bei denen die Anwesenheit oder Abwesenheit eines tatsächlichen Stimmsignals eine Senderleistungsversorgung ein- oder ausschaltet, und ein Beispiel hierfür ist das US-Patent 4,130,731 (D.R. Bolgiano et al.). Ansonsten wird eine Teilnehmereinheit einschließlich eines solchen Senders während aller Betriebszustände ständig mit Strom versorgt. Eine Anzahl von Leistungseinsparungsanstrengungen gingen dahin, periodisch mindestens die Empfangsschaltungen einer Teilnehmereinheit einzuschalten, während die Einheit sich in einem Standby-Modus befindet, während sie auf die Verfügbarkeit eines Kanals oder die Einleitung eines Anrufs wartet, und ein paar Beispiele hierfür sind die US-Patente 4,272,650 (D.R. Bolgiano et al.) und 5,203,020 (H. Sato et al.). Teilnehmereinheitsschaltungen in diesen letzteren Systemen sind ansonsten während der tatsächlichen Anrufsignalverarbeitung voll eingeschaltet. Der Begriff "Anrufsignalverarbeitung" bezieht sich auf Vorgänge, wie zum Beispiel Verstärkung, Filterung, Codierung/Decodierung, Interpolation oder Modulation bezüglich Signalen eines beliebigen Typs zur Kommunikation zwischen Stationen.

Im Patent von Sato et al. wird das System, wenn eine Teilnehmereinheit in einem mobilen Telekommunikationssystem an einem Standort ist, wo es von einem beliebigen der Kanäle des Systems bedient werden kann, periodisch eingeschaltet, um die Verfügbarkeit eines geeigneten Kanals zu überprüfen; sonst sind jedoch alle Komponenten außer einer Zeituhr abgeschaltet. Wenn ein verfügbarer Kanal gefunden wurde und während auf den Beginn eines Anrufs gewartet wird, werden die Zentraleinheit (CPU) und eine Zeituhr ständig eingeschaltet, während der Rest der Einheit periodisch eingeschaltet wird, um nach dem Beginn eines Anrufs Ausschau zu halten. Schließlich ist während der Anrufsverbindung die gesamte Teilnehmereinheit ständig eingeschaltet.

In einer anderen Gruppe von Systemen werden Teilnehmereinheiten als eine Gruppe ein- oder ausgeschaltet, und es sind spezielle Vorkehrungen getroffen worden, um eine Teilnehmereinheit gegebenenfalls einzuschalten, während andere abgeschaltet sind. Einige Beispiele hierfür sind die US-Patente 4,964,121 (M.A. Moore), 4,509,199 (M. Ichihara) und 4,577,315 (S. Otsuka). In ähnlicher Weise wird im US-Patent 4,713,809 (Y. Mizota) eine Relaisstation für ein TDMA-System (Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs-System) nur in denjenigen TDMA-Zeitschlitzen eingeschaltet, in denen eine durch sie bediente Teilnehmereinheit aktiv ist.

Teilnehmereinheiten für Funktelefonsysteme, wie zum Beispiel die Teilnehmereinheit des US-Patents Nr. 5,008,900 (D.N. Critchlow et al.) haben Einrichtungen zum Abschalten einer bestimmten relativ leistungsintensiven Komponenten zu einer ausgewählten Zeit, die von der Teilnehmereinheitsfunktion bestimmt wird, die zu dieser Zeit durchgeführt wird. Zum Beispiel wird beim Patent von Critchlow et al. ein Prozessorchip, der zum Steuern der verschiedenen Einheitskomponenten sowie zum Durchführen bestimmter Signalverarbeitungsfunktionen in der Einheit enthalten ist, zeitweise abgeschaltet, wenn gerade kein Anruf durchgeführt wird. Das Abschalten geschieht in Reaktion auf die Ausführung eines Leerlaufbefehls im Betriebsprogramm der Einheit. Der normale Betrieb wird in Reaktion auf ein Unterbrechungssignal zeitweise wieder aufgenommen, und wenn keine Dienstroutine auszuführen ist, kehrt der Prozessor in den abgeschalteten Zustand zurück. Ansonsten sind anscheinend die Teilnehmereinheitskomponenten voll eingeschaltet.

Bei dem US-Patent Nr. 4,675,863 (E. Paneth et al.) wird ein Modem in einem Halbduplexmodus in einer Teilnehmereinheit betrieben, die in einer TDMA-Umgebung betrieben wird. In diesem Modus werden der empfangende Demodulationsabschnitt und der sendende Modulationsabschnitt des Modems zu unterschiedlichen Zeiten betrieben; auf diese Weise ist der Hochfrequenz-Abschnitts-Leistungsverstärker über nicht mehr als die Hälfte der Zeit aktiv. Andere Teilnehmereinheitskomponenten scheinen jedoch kontinuierlich betrieben zu werden.

Das US-Patent Nr. 5,323,456 (Oprea) beschreibt einen digital gesteuerten Telefonrufsignalgenerator. Dieses System ist zur Verwendung mit einem Steuerungssignal von einer Telefonleitung oder einer anderen Leitung allgemein in der Art und Weise eines standardmäßigen 90-Volt-Klingelsignals gedacht, das an einer herkömmlichen Telefonleitung anliegt. Das US-Patent Nr. 4,477,697 (Judd, et al.) beschreibt eine Schaltung zur Erzeugung von Telefonrufsignalen, die unterschiedliche Rufsignalfrequenzen vorsieht. Hierbei wird ein personalisiertes Klingeln bzw. ein erweitertes unterscheidendes Telefonrufsignal erzeugt. Das US-Patent Nr. 4,584,576 (Forestier, et al.) beschreibt einen Telefonrufsignalgenerator, der für eine Gruppe von Teilnehmerleitungen verwendet wird. Verstärkerschaltungen erzeugen die gewünschten Zustände der Anwesenheit und der Abwesenheit eines Rufsignals. Das US-Patent Nr. 5,001,748 (Burns, et al.) beschreibt einen wenig Energie verbrauchenden Rufsignalgenerator, der dazu fähig ist, ein analoges Sinuswellensignal mit einem Gleichstromvorspannungssignal zu überlagern. Das US-Patent Nr. 4,942,600 (Suzuki) beschreibt eine Schaltung zum Erzeugen eines Dummy-Rufsignals sowie eine Dummy-Antworterfassung einer Faxmaschine. Das Erzeugen des Rufsignals, der Töne und Kadenz für nicht geschaltete Lasten ist bekannt, wie zum Beispiel in Pavelka, Ringing, Tone and Cadence Requirements for Nonswitched Loads in Digital Central Offices, (Rufton-, Ton- und Kadenz-Anforderungen für nicht geschaltete Lasten in digitalen Fernsprechvermittelungsstellen) Intelec'88 – Tenth International Telecommunications Energy, IEEE, 30. Oktober 1988, S. 326-333, XP010078375.

Teilnehmereinheiten in relativ schwierig zu erreichenden Standorten sind oft mit einer Ersatzstromversorgung unter der Verwendung von Batterien versehen, die durch Solarpaneele oder ein Wechselstrom-Generatorladegerät unterstützt werden. Trotz der Anstrengungen des oben beschriebenen Typs mussten einige Teilnehmereinheiten in drahtlosen TDMA-Kommunikationssystemen, die die Fähigkeit haben, mit Ersatzbatterieleistung mit einer entsprechenden Ladeeinrichtung eingesetzt zu werden, viele Ersatzbatterien verwenden, um die entsprechende Leistung zu liefern. In manchen solchen Einheiten wurde ein Paar von 15-Amperestunden-12-Volt-Batterien und eine Ladequelle von vier bis sechs Solarpaneelen eingesetzt.

Erfindungsgemäß werden bestimmte Schaltungskomponenten einer TDMA-Funktelefon-System-Teilnehmereinheit wiederholt während einer Anrufsverbindung abgeschaltet (powered down). Die während unterschiedlicher Zeitschlitze des jeweils wiederkehrenden TDMA-Zeitrahmens abgeschalteten Teile werden zum Signalverarbeitungsbetrieb in den entsprechenden Zeitschlitzen des Rahmens nicht gebraucht. In anderen Worten gibt es eine sich ändernde Riffelung (Tesselation) von aktiven Schaltungskomponenten einer Teilnehmereinheit, die von Zeitschlitz zu Zeitschlitz ein- und ausgeschaltet werden, um die Leistungsaufnahme der Einheit dynamisch einzuschränken.

Nach einem Aspekt der Erfindung wird der Bedarf nach speziellen Schaltungen zum Verteilen von Leistungsaufnahmesteuerungssignalen dadurch verringert, dass bestehende Steuerungs- oder Anrufssignalwege verwendet werden, wo das geeignet ist, um Leistungsaufnahme-Steuerungsbefehle zu verteilen. Mehrere Steuerungsimplementierungsverfahren werden zum Verringern des Bedarfs nach spezialisierten Leistungsaufnahme-Steuerungsschaltungen verwendet. Diese Verfahren sind zum Beispiel, lediglich zur Veranschaulichung, das steuerbare Schalten des Leistungsversorgungs-Strompfads an eine Schaltungskomponente, oder das Fernsteuern der Frequenz eines Taktquellen-Ausgangssignals an bestimmte getaktete Schaltungskomponenten, die in Halbleitertechnik implementiert sind, bei denen die Leistungsaufnahme von der Taktungsrate beeinflusst wird, oder das Verringern des Eingangssignals an eine Schaltung, die weniger Leistung aufnimmt, wenn sie auf ein geringes oder gar kein Eingangssignal reagiert, oder das Verringern des an einen Verstärker gelieferten Vorspannungsstroms, oder das Verteilen von Befehlssignalen an im Handel erhältliche Schaltungskomponenten, die normalerweise mit einer Abschaltungs-Eingangsverbindung versehen sind.

In einer Ausführungsform weist die Teilnehmereinheitsschaltung eine Leitungsschnittstelleneinheit zum Koppeln der Teilnehmereinheits-Signalverarbeitungs-Schaltungskomponenten an einen Telefonstationsapparat auf. Außerdem weist die Teilnehmereinheit auf einer einzigen Leiterplatte zusammen mit der Leitungsschnittstelleneinheit und anderen Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten einen Erweiterungsslot oder einen Steckplatz auf, um Leitungsschnittstellenfunktionen für zusätzliche Dienste des gleichen oder eines anderen Typs so vorzusehen, dass sie die Teilnehmereinheitsschaltungen mit nutzen.

Eine erfindungsgemäße Teilnehmereinheit wird in einem TDMA-System betrieben, das eine Netzwerkstation aufweist, die einen Funksteuerkanal (Radio Control Channel/RCC) zur Kommunikation mit aktivierten Teilnehmereinheiten vorsieht, die keine Anrufsverbindung unterhalten. Die Teilnehmereinheit nutzt die TDMA-Systemzeitschlitze und die Vorrichtungen zur Rahmentaktung zum periodischen Einschalten hauptsächlich derjenigen Schaltungskomponenten, die zum Abtasten des RCC verwendet werden, um zu bestimmen, ob für die Einheit ein Anrufsverkehr besteht oder nicht. In einer Ausführungsform wird nicht mehr als ein Zeitschlitz pro TDMA-Rahmen für diese Zwecke auf dem RCC-Kanal verwendet. In manchen Anwendungen ist es ferner möglich, jeweils nur einen Zeitschlitz in jedem zweiten oder noch weniger häufig auftretenden Rahmen zu verwenden.

Zusätzlich wird Leistung dadurch gespart, dass die Teilnehmerleitungsschaltung zwischen der bedienenden Teilnehmereinheit und einem beliebigen bedienten Teilnehmerkommunikationsinstrument (z.B. einem Telefonapparat) auf eine Leitungslänge begrenzt wird, die wesentlich kleiner ist als die Länge einer Funkverbindung zu einer Basisstation, mit welcher die Teilnehmereinheit die Leitungsschaltung koppelt.

Außerdem wird ein auf herkömmliche Weise gesteuerter Ruf-Generator (Ring) verwendet, bei dem eine Ruffrequenz digital programmierbar ist, und eine Ruf-Ein-Aus-Kadenz und Leistungsaufnahme durch ein Signal mit binärem Pegel gesteuert wird.

Die Leistungsaufnahmepegelsteuerung in der Teilnehmereinheit wird unter der Steuerung eines Thermostats innerhalb des Teilnehmereinheitsgehäuses eingeschaltet und ausgeschaltet, um dazu beizutragen, eine vorbestimmte Mindesttemperatur innerhalb des Gehäuses aufrecht zu erhalten.

Die vorliegende Erfindung sieht eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Rufsignals nach Anspruch 1 vor.

Ein vollständigeres Verständnis der Erfindung und ihrer verschiedenen Merkmale, Aufgaben und Vorteile kann aus einer Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung und der beigefügten Ansprüche zusammen mit den Zeichnungen erhalten werden. Es zeigt:

1A und 1B zusammen in 10 ein Blockdiagramm einer Teilnehmereinheit nach der vorliegenden Erfindung; sie werden einfach als "1" bezeichnet, wenn auf die gesamte Teilnehmereinheit Bezug genommen wird;

2 ein Blockdiagramm eines Hochfrequenzabschnitts der Teilnehmereinheit von 1;

3 einen Schaltplan einer Ausführungsform einer Steuerschaltung für Leistungsversorgung, Strom und Abschaltung;

4 einen Schaltplan einer Ausführungsform einer Steuerschaltung für einen Vorspannungsstrom und eine Abschaltung;

5 ein Diagramm einer bekannten Zeitschlitzstruktur, die bei einer veranschaulichenden Ausführungsform der Teilnehmereinheit von 1 eingesetzt wird;

6 ein Statusdiagramm, das bekannte Aspekte beim TDMA-Betrieb der Teilnehmereinheit von 1 veranschaulicht und bei dem die Zeitschlitzstruktur von 5 sowohl für einen QPSK-Betrieb (Quadrature Phase Shift Keyed Operation) als auch einen 16PSK–Betrieb verwendet;

7 ein Blockdiagramm einer Analog-Digital-Schnittstellenschaltung auf einem DDF-ASIC der Teilnehmereinheit in 1;

8 ein Blockdiagramm einer auf Befehle ansprechenden Taktauswahlschaltung auf dem DDF-ASIC der Teilnehmereinheit von 1;

9 ein Blockdiagramm einer Leerlaufmodus-Zeitgeber- und Aufwach-Schaltung auf dem DDF-ASIC der Teilnehmereinheit von 1;

10 ein Blockdiagramm einer Schaltung zum Erzeugen von zwei Frequenzen, die an eine Ruf-Schaltung in 11 zu liefern sind; und

11 einen Schaltplan einer Ruf-Schaltung in der Leitungsschnittstellenschaltung der Teilnehmereinheit von 1.

• AC:

  (Alternating Current) Wechselstrom

  ADC:

  (Analog to Digital Converter) Analog-Digital-Wandler

  AGC:

  (Automatic Gain Control) Automatische Verstärkungssteuerung

  ASIC:

  (Application-Specific Integrated Circuit) Anwendungsspezifische integrierte Schaltung

  CMOS:

  (Complementary Metal Oxide Semiconductor) Komplementärer Metalloxid-Halbleiter

  CODEC:

  (Coder/decoder) Codierer/Decodierer

  CODECPD:

  CODEC-Abschaltsignal

  CPU:

  (Central Processing Unit) Zentraleinheit

  DAC:

  (Digital to Analog Converter) Digital-Analog-Wandler

  DC:

  (Direct Current) Gleichstrom

  DDF:

  ASIC zur Durchführung von DIF-, DDS- und FIR-Funktionen

  DDS:

  (Direkt Digital Synthesis) Direkte digitale Synthese

  DIF:

  Digitale IF

  DIFCLK:

  (Digital Intermediate Frequency Clock) Digitaler Zwischenfrequenztakt

  DSP:

  (Digital Signal Processor) Digitaler Signalprozessor

  FDAC:

  DAC für DIF-Ausgabe

  FIFO:

  (First In First Out (queue) memory) Silo-Speicher

  FIR:

  Finite-Impulse-Response-Filterung

  FLASH

  RAM: (Electrically-programmable non-volatile RAM) Elektrisch programmierbarer nichtflüchtiger RAM

  FLASH_CS:

  FLASH Chip-Auswahlsignal

  HF:

  Hochfrequenz

  IF:

  (Intermediate Frequency) Zwischenfrequenz

  IFLPBK:

  (Intermediate Frequency Loopback) Zwischenfrequenzspiegelung

  INT:

  Interpolator

  LSB:

  (Least Significant Bit) niedrigstwertiges Bit

  ms:

  Millisekunde

  MSB:

  (Most Significant Bit) höchstwertiges Bit

  P4RAM_CS:

  Pin-4-RAM-Chip-Auswahlsignal

  PAEN:

  (Power Amplifier Enable) Leistungsverstärkereinschaltung

  PNP:

  Übergangstransistor mit einer p-, einer n- und einer p-leitenden Materialschicht

  PROM:

  (Programmable Read Only Memory) Programmierbarer Festwertspeicher

  PROM_CS:

  PROM-Chip-Auswahlsignal

  PSK:

  (Phase Shift Keying) Phasenumtastung (Modulationsverfahren)

  QPSK:

  (Quadrature Phase Shift Keying) Quadratur-Phasenumtastung (Modulationsverfahren)

  RAM:

  (Random Access Memory) Speicher mit wahlfreiem Zugriff

  RCC:

  (Radio Control Channel) Funksteuerungskanal

  Rx:

  (Receive) Empfang

  SDAC:

  DAC für Ausgang von DDS

  SLIC:

  (Subscriber Line Interface Circuit) Teilnehmerleitungs-Schnittstellenschaltung

  SLAC:

  (Subscriber Loop Audio Circuit) Teilnehmerschleifen-Audioschaltung

  TDMA:

  (Time Division Multiple Access) Zeitmultiplex-Vielfachzugriff

  T/R:

  (Transmit or Receive) Senden oder Empfangen

  Tx:

  (Transmit) Senden

  VAGC:

  (Voltage for AGC) Spannung für AGC

  VOX:

  (Voice Operated Transmission) Stimmbetriebenes Senden.

Nur zu Zwecken der Veranschaulichung und nicht zur Einschränkung wird die Erfindung hier anhand einer TDMA-Kommunikationssystem-Teilnehmereinheit beschrieben. In den Zeichnungen ist die Darstellung dieser Einheit vereinfacht, um die Leistungseinsparungsaspekte aufzuzeigen, da die zu Grunde liegenden Funktelefon-Signalverarbeitungsaspekte aus solchen bekannten Arbeiten, wie den Patenten von Paneth et al. und Critchlow et al., die oben erwähnt sind, bekannt sind. Die Erfindung ist jedoch auf TDMA-Funktelefonsysteme anwendbar, ohne dass dabei eine Einschränkung auf eine bestimmte Systemkonstruktion besteht. Eine Erörterung von Funktelefon-Signalverarbeitungsaspekten ist hier lediglich zu dem Ausmaß mit einbezogen, das zur Ermöglichung eines Verständnisses der Leistungseinsparungsaspekte der Erfindung notwendig ist.

In 1 ist ein Teilnehmerendgerät 8 gezeigt, das eine Teilnehmereinheit 10 des in dem Critchlow et al. – Patent veranschaulichten Typs aufweist, für ein TDMA-Kommunikationssystem, wie es bei Paneth et al. veranschaulicht ist. Die Betriebsleistung für die Schaltungskomponenten der Einheit 10 wird von einer (nicht gezeigten) Batterie oder (nicht gezeigten) Solarpaneelen oder einer (nicht gezeigten) Wechselstrom-Gleichstrom-Leistungsversorgung über einen Satz von DC/DC-Wandlern 9 geliefert. Die Wandler des Satzes 9 erzeugen verschiedene Ausgangsspannungen, die für die Schaltungskomponenten der Einheit 10 erforderlich sind, und einen Bereich von Spannungen innerhalb von +5 Volt und –48 Volt, wie das veranschaulichend in den Zeichnungen gezeigt ist. Die verschiedenen Spannungen werden an diejenigen Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten in der üblichen Weise durch Schaltungen angelegt, die in 1 nicht gezeigt sind.

Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10 umfassen sowohl aktive als auch passive Komponenten. Unter den aktiven Schaltungskomponenten ist eine Gruppe, in der jede Komponente mindestens eine leistungsaufnahmewirksame elektrische Eingangsverbindung aufweist, bei dem eine vorbestimmte Veränderung des elektrischen Eingangssignals eine entsprechende Veränderung im Leistungsaufnahmepegel der Schaltungskomponente verursacht. Erfindungsgemäß werden diese leistungsaufnahmewirksamen Eingangsverbindungen in jedem TDMA-System-Zeitschlitz gesteuert, um diejenigen aus der Gruppe von Komponenten einzuschalten, die zur Signalverarbeitung gebraucht werden, und die restlichen Komponenten der Gruppen auszuschalten.

Die Teilnehmereinheit 10 von 1 weist einen HF-Abschnitt 11 auf, der einen Senderteil 12, einen Empfängerteil 13 und eine Zeitgeber- und eine Steuerungslogikschaltung 16 aufweist. Eine Antenne 17 sieht eine Kopplung über eine Funkverbindung zu einer (nicht gezeigten) TDMA-Systembasisstation vor und ist ihrerseits über einen Duplexer 18 mit dem Sende- und Empfangsteil des HF-Abschnitts 11 verbunden. Die Teilnehmereinheit 10 wird unter der Steuerung eines digitalen Signalprozessors (DSP) 19 betrieben, d.h. eines programmierten Zentralprozessors. Ein geeigneter integrierter Schaltungschip für den DSP 19 ist der TMS320C52 DSP von Texas Instruments Corp. Eine anwendungsspezifische integrierte DDF-Schaltung (DDFASIC) 20 ist bidirektional mit dem HF-Abschnitt 11 über einen DIF-gespeisten Digital-Analog-Wandler (FDAC) 21 (wie zum Beispiel einen CXD1171M DAC von Sony Corp.) und einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 22 (wie zum Beispiel einen AD7776 von Analog Devices Corp.) gekoppelt. Ein Bit-paralleler Bus 23 und eine DIFCLK-Verbindung 26 koppeln digitale Modulations-Stimm-Daten bzw. ein Taktsignal vom DDF-ASIC 20 zum FDAC 21. Das DIFCLK-Schaltungssignal taktet den FDAC 21; und wenn während TDMA-Zeitschlitzen ein FDAC-Betrieb nicht erforderlich ist, wird DIFCLK abgeschaltet, um die Leistungsaufnahme zu verringern. Zu diesem Zweck ist der FDAC 21 vorteilhafterweise unter Verwendung von Halbleitertechnik so konfiguriert, dass die Leistungsaufnahme durch die Taktrate beeinflusst wird. Ein Beispiel einer solchen Technik ist ein komplementärer Metalloxidhalbleiter (CMOS) und die entsprechende Technik. In einer CMOS-Schaltung wird der Strom in Abhängigkeit von der Rate aufgenommen, mit der die enthaltenen CMOS-Vorrichtungen schalten; wenn also das Taktsignal unterbrochen wird, wird auch die Schaltung gestoppt; und hierbei entsteht eine beträchtliche Verringerung der Leistungsaufnahme. Ein ähnlicher Effekt entsteht in CMOS-Schaltungskomponenten, die nicht getaktet sind, wenn ihre Eingangssignale daran gehindert werden, sich zu ändern, und dadurch die CMOS-Transistoren daran gehindert werden, zu schalten. Analoge IF-Signale werden vom FDAC 21-Ausgang durch eine Schaltung 27 an den Sendeteil 12 des HF-Abschnitts 11 angelegt.

In ähnlicher Weise werden empfangene analoge IF-Signale vom Empfangsteil 13 über eine Schaltung 28 an den ADC 22 gekoppelt, und das digitale Ausgangssignal des ADC wird an den DDF-ASIC 20 über eine Bit-parallele bidirektionale Schaltung 29 angelegt. Diese Schaltung 29 wird auch zum Anlegen von Leistungsaufnahme-Steuerungssignalen und anderen Steuerungssignalen vom DDF-ASIC 20 an den ADC 22 verwendet, wie im Folgenden beschrieben wird. Eine Schaltung 30 koppelt mehrere weitere Steuerungssignale an den ADC 22 vom DDF-ASIC 20.

Leistungs-Aufnahme-Steuerungssignale sowie andere Zeitgeber- und Steuerungssignale werden an den HF-Abschnitt 11, die Zeitgeber- und Steuerungslogik 16 vom DDF-ASIC 20 durch eine Schaltung 31 angelegt. Diese Schaltung 31 wird weiter anhand von 2 erörtert, für die gegenwärtigen Zwecke wird darauf hingewiesen, dass sie vier Schaltungen für Signale aufweist, die zum Implementieren einer Leistungsaufnahmesteuerung im HF-Abschnitt 11 verwendet werden. Diese vier Signale sind Tx (zum Ein- und Ausschalten des Sendeteils 12), Rx (zum Ein- und Ausschalten des Empfangsteils 13), PAEN (zum Freischatten oder Sperren eines Leistungsverstärkers 101 im Sendeteil 12) und IFLPBK (zum Steuern eines Schleifenschalters im Empfangsteil 13). Eine zusätzliche Digital-Analog-Wandlerfunktion (die in 1 nicht dargestellt ist) ist einer automatischen Verstärkungssteuerungsfunktion im Empfangsteil 13 zugeordnet, was anhand von 2 zu erörtern ist. Die zusätzliche Digital-Analog-Wandlerfunktion wird als in der schematischen Darstellung des Empfangsteils 13 eingeschlossen betrachtet.

Der DDF-ASIC 20 weist Schaltungskomponenten auf, die Teile sowohl des Basisband- als auch des Zwischenfrequenzteils der Teilnehmereinheit 10 sind, sowie Schaltungen zum Durchführen der verschiedenen Signalverarbeitungs- und Steuerungsfunktionen, die zum Ermöglichen der Kooperation zwischen dem HF-Abschnitt 11, den Wandlern 21 und 22, dem DSP 19 und den noch nicht erwähnten Basisband-Schaltungskomponenten notwendig sind. Von speziellem Interesse im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung sind Leistungsaufnahme-Steuerungsaspekte, die berücksichtigt werden sollen. Zu diesem Zweck weist DDF-ASIC 20 Steuerungs-Logik-Schaltungen 32 auf, die registerbasierte Kommunikationen unter den Komponenten des DDF-ASIC 20 und anderen Komponenten der Teilnehmereinheit 10 überwachen. Zum Beispiel wird Information zu einer Taktzeit von einer Quellschaltung, z.B. einem Datenbus 42, in ein DDF-ASIC-Register geladen und dann zu einer späteren Taktzeit an seine Zielschaltung ausgelesen. Die Schaltungskomponenten der Logikschaltungen 32 selbst werden zu keiner Zeit abgeschaltet, wenn die Teilnehmereinheit aktiviert ist. Außerdem sind in der DDF-ASIC 20 und für die Zwecke der Leistungsaufnahmesteuerung ein FIR-Abschnitt 33 des ASIC zum Filtern des zu übertragenden digitalen Modulationssignals und ein Interpolator(INT)-Abschnitt 34 zum Erhöhen der Symbolrate dieses digitalen Signals, und ein DIF-Abschnitt 36 zum Durchführen einer Phasenmodulation und eines ersten Mischens zum Bringen des Basisband-Digitalsignals auf eine erste Zwischenfrequenz und eine Empfangs-FIFO-Logikschaltung 37 zum Durchführen mehrerer Funktionen, wie im Zusammenhang mit 7 zu beschreiben ist.

Verschiedene Signalverarbeitungsfunktionen in der Teilnehmereinheit 10 erfordern unterschiedliche Signalfrequenzen für z.B. Taktfrequenzen, lokale Oszillatorfrequenzen und Referenzfrequenzen sowohl für Sende- als auch für Empfangsvorgänge, wie das auf diesem Gebiet wohl bekannt ist. Der Vorgang des Erzeugens dieser Frequenzen beinhaltet vorteilhafterweise direkte digitale Synthesefunktionen (DDS), die ebenfalls auf diesem Gebiet bekannt sind. In der Ausführungsform von 1 führt der DIF-Abschnitt 36 vorteilhafterweise die DDS-Funktion für die Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten durch, die nur bei Sendevorgängen beteiligt sind. Zusätzlich führt ein getrennter DDS-Abschnitt 44 die DDS-Funktion für Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten durch, die hauptsächlich nur bei Empfangsvorgängen beteiligt sind. Das Ausgangssignal des DDS 44 wird über einen DDS-gespeisten DAC (SDAC) 45 an den Empfangsteil 13 des HF-Abschnitts 11 gekoppelt. Da mindestens eine zu beschreibende Schaltungskomponente des Empfangsteils so lange Zeitkonstanten hat, dass sie zu allen Betriebszeiten eingeschaltet bleiben muss, ist der DDS ebenfalls während aller Betriebszeiten (im Gegensatz zur Initialisierung) eingeschaltet.

Steuerungslogikschaltungen 32 reagieren auf Adress- und Datensignale, die sie vom DSP 19 und den damit zusammenhängenden Speichern empfangen haben (d.h. einem RAM 39 und einem FLASH RAM 40) über einen Adressbus 41 und einen Datenbus 42 zum Ausführen der genannten Steuerung. Auf diese Weise über Schaltungen 32 erhaltenen Information informiert sie über den Betriebszustand des Teilnehmerendgeräts 8 (z.B. Initialisierungsbetrieb, Rücksetzen von Schaltungsparametern, Leerlauf (aufgelegt) in Erwartung der Einleitung eines Anrufs, Rufen, und Sende/Empfangs-Betrieb (Abheben) während eines Anrufs). Den Betriebsmodus anzeigende Daten (z.B. QPSK oder 16PSK) werden ebenfalls geliefert. Steuerungslogikschaltungen 32 enthalten Register zur Kommunikation mit Daten- und Adressbussen 42 und 41 und anderen Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10. Darauf ist auch die vorherige Charakterisierung der Kommunikation unter den Schaltungen 32 und anderen Komponenten der Teilnehmereinheit 10 als registerbasiert zurückzuführen. Dieser Typ von Kommunikation ist auf diesem Gebiet wohl bekannt. In 1 sind diese Busse jedoch so gezeigt, dass sie sich direkt zum die Schaltungen 32 repräsentierenden Block erstrecken. In den meisten Fällen sind die anderen Schaltungen so gezeigt, dass sie sich einfach von der Kante des DDF-ASIC 20 hin oder von diesem weg erstrecken. Veranschaulichende Teile der Schaltungen 32, die bei der zeitschlitzbasierten Leistungsaufnahmesteuerung beteiligt sind, werden in größerem Detail in 7–10 erörtert.

Steuerungslogikschaltungen 32 verwenden von den Bussen 41 und 42 und anderen Schaltungen empfangene Information zusammen mit Zeitschlitz- und Rahmeninformation, die ebenfalls in den Schaltungen 32 erzeugt wird, zum Entwickeln notwendiger zusätzlicher Signale zur koordinierten Steuerung der verschiedenen Komponenten der Teilnehmereinheit 10. Diese zusätzlichen Signale beinhalten Leistungsaufnahme-Steuerungssignale für die Einheit 10. Die letzteren Signale beinhalten die vier zuvor aufgeführten Signale, die durch die Schaltung 31 an den HF-Abschnitt 11 geliefert wurden. Zusätzlich koppelt eine Schaltung 43 eine Multibit-Befehissignal von den Logikschaltungen 32 an die FIFO-Logik 37, und dieses Signal enthält ein Leistungsaufnahmepegel-Steuerungsbit zur Kommunikation an den ADC 22 zum Beginn und zum Ende eines Empfangszeitschlitzes, wie im Zusammenhang mit 7 noch zu beschreiben ist. Die FIFO-Logik-Schaltung 37 ist selbst ständig eingeschaltet, immer wenn die Teilnehmereinheit 10 aktiviert ist.

Die Steuerungs-Logik-Schaltungen 32 liefern Taktsignale an die Schaltungskomponenten des DDF-ASIC 20. Eine Schaltung 35 koppelt kontinuierliche Taktsignale an den DDS 44. Eine Schaltung 46 koppelt ausgewählte, d.h. programmierbar unterbrechbare, Taktsignale an den DIF-Abschnitt 36, und eine Schaltung 47 koppelt andere ausgewählte Taktsignale sowohl an den INT-Abschnitt 34 als auch den FIR-Abschnitt 33, wie anhand von 8 noch zu beschreiben ist. Durch Ein- und Ausschalten von Taktsignalen an den Schaltungen 46 und 47 in geeigneten Zeitschlitzen werden der FIR- und der INT-Abschnitt und der DIF-Abschnitt, die alle vorteilhafterweise in CMOS-Technik ausgeführt sind, effektiv zur Leistungsaufnahmesteuerung ein- und ausgeschaltet. Wenn die CMOS-Schaltung nicht getaktet ist, schalten die CMOS-Transistoren nicht, und die Schaltung nimmt einen Leistungsaufnahmepegel an, der fast null ist.

Logikschaltungen 32 enthalten eine (nicht gezeigte) Adress-Dekodierungslogik, die auf Signale auf dem Adressbus 41 zum Entwickeln von Chipauswahlsignalen P4RAM_CS und FLASH_CS auf entsprechend bezeichneten Leitungen 49 bzw. 50 reagiert, die die Schaltungskomponenten freischalten, welche die Speicher RAM 39 bzw. FLASH 40 enthalten, auf die zuzugreifen ist. Die Leitungen 49 und 50 sind üblicherweise im Adressbus 41 enthalten, wurden jedoch zu Veranschaulichungszwecken des Abschaltungsaspekts der Erfindung getrennt gezeigt. Da diese Speicher auch in CMOS-Technik umgesetzt sind, verhindert die Abwesenheit eines Auswahlsignals an einen von ihnen, dass auf sie zugegriffen wird, und schaltet sie so effektiv ab (ohne dass dabei gespeicherte Information verloren geht), bis sie wieder zur Adressierung ausgewählt werden können.

Bevor der DSP einen Leerlaufbefehl in seinem Programm ausführt, um sich abzuschalten (d.h. einzuschlafen), setzt er einen Schlafzähler (9) in den Steuerungslogikschaltungen 32 über ein speicherabgebildetes Register im DDF-ASIC 20 und unter Verwendung der DSP-Adresse und der Datenbusse 41 und 42. Der DSP 19 schaltet dann den Zähler zu Beginn des Zählens in der gleichen Weise frei. Nach Ablauf des Zählintervalls oder wenn die Schaltungen 32 ein Signal empfangen, das anzeigt, dass ein bedienter Teilnehmer den Telefonapparat abgehoben hat, legen die Logikschaltungen 32 an eine Schaltung 52 ein nicht maskierbares Unterbrechungssignal (NMI-Signal) WAKEUP an, das den DSP 19 dazu veranlasst, sich einzuschalten und mit der Verarbeitung fortzufahren. Dieser Aspekt wird weiter anhand von 9 beschrieben.

Die Teilnehmereinheit 10 weist eine Leitungsschnittstelleneinheit 53 auf, die ihrerseits Schaltungskomponenten aufweist, die zur Leistungsaufnahmesteuerung durch von den Logikschaltungen 32 des DDF-ASIC 20 gelieferte Signale selektiv ein- und abgeschaltet werden. Hauptkomponenten der Leitungsschnittstelleneinheit 53 sind eine Teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung (SLIC) 56, ein Coder/Decoder (CODEC) 57 (der manchmal eine Teilnehmer-Schleifen-Audioschaltung (SLAC) genannt wird), eine Ruf-Schaltung 58 und ein Ruf-Relais 59. Das Relais 59 ist in seiner normalen Position während einer Anrufsverbindung gezeigt und verbindet die Schaltung 58 mit der Teilnehmerschleife, wenn sie durch ein Signal von der SLIC 56 aktiviert wird. Die Teilnehmerschleife ist schematisch durch einen A-Ader-(TIP) und einen B-Ader(RING)-Widerstand 62 bzw. 63 und einen Widerstand 66 dargestellt, der das Teilnehmertelefongerät darstellt. Die Teilnehmereinheit ist zum Bedienen verschiedener Teilnehmer-Mensch-Schnittstellengeraten geeignet, d.h. Kommunikationsinstrumenten, wie zum Beispiel einem Telefongerät, einem Modem oder einem Faxgerät; aus Gründen der Einfachheit wird jedoch das Telefongerät verwendet.

Die SLIC 56 bildet eine elektrische Schnittstelle zwischen der Teilnehmereinheit und der Teilnehmerschleife und ist vorteilhafterweise eine Schaltung, die eine eingebaute Fähigkeit zum Betrieb mit unterschiedlichen Schleifen-Ausgangsspannungen für unterschiedliche Lastwiderstands-Bereiche (d.h. Telefon-Teilnehmerschleifen-Lastbereiche) aufweist. Bisher war bei einer typischen verdrahteten Netzanwendung und unter Verwendung der kommerziell verfügbaren SLIC, die schon genannt wurden (AMD 79534), die SLIC-Ausgangsspannung bei 30 Milliampere an die Teilnehmerschleife ungefähr 36 Volt für einen Gesamtschleifenwiderstand von 1200 Ohm, d.h. hatte eine Schleifen-Leistungsaufnahme von 1,08 Watt. Weniger Spannung und weniger Leistung sind für niedrigere Schleifenwiderstände nötig.

Auf der anderen Seite wird bei Anwendungen für eine Teilnehmereinheit typischerweise die Einheit an oder in der Nähe eines Gebäudes angebracht, in dem sich das Teilnehmertelefongerät befindet, und die Teilnehmerschleife zwischen der Einheit und dem Telefongerät ist typischerweise viel kürzer als die Funkverbindung zwischen der Teilnehmereinheit und einer Basisstation, welche die Teilnehmereinheit bedient. Anders gesagt ist die Teilnehmerschleife, die an die gezeigte Teilnehmereinheit angeschlossen ist, typischerweise viel kürzer als die Teilnehmerschleife zwischen einem Ortsanschlussbereich und einem Teilnehmertelefonapparat in einem verdrahteten System. Erfindungsgemäß ist die Teilnehmerschleife mit den Widerständen 62, 63 und 66 vorzugsweise auf einen viel kleineren Gesamtwiderstand eingeschränkt als den typischen Schleifenwiderstand in einem verdrahteten System. Um daher die Leistungsaufnahme der Schleife zu verringern, wird ihr Widerstand vorteilhafterweise auf ungefähr 500 Ohm beschränkt. Dies repräsentiert eine maximale Leistungsaufnahme in der Schleife von ungefähr 0,45 Watt, ohne dass dadurch der der Schleife verfügbare Betriebsstrom verringert würde.

Die SLIC 56 enthält einen DC-DC-Wandler, der einen konstanten Schleifenstrom an variierende Schleifenwiderstände liefert, während er selbst eine konstante Leistung verbraucht, die unabhängig von der Schleifenspannung ist, von ungefähr 450 Milliwatt (mW). Daher verbraucht aufgrund der verringerten Ausgangsspannung aus der SLIC zum Bedienen der kürzeren Schleife und unter Annahme, dass die Wandler 9 ungefähr einen Wirkungsgrad von 85% haben, die Teilnehmereinheit an sich im vorausgehenden Beispiel ungefähr 740 Milliwatt weniger an Gesamtleistung. Folglich ergibt sich eine Gesamtleistungseinsparung, die einen beträchtlichen Bruchteil der insgesamt erforderlichen durchschnittlichen Teilnehmereinheits-Eingangsleistung beträgt.

Sendesignale vom Teilnehmertelefon-Stationsgerät fließen durch die SLIC 56 und den CODEC 57 und (in digitaler Form) über eine bidirektionale Kommunikationssignal-Schnittstellenschaltung 64 an den DSP 19. Nach einer erneuten Abtastung und anderen Verarbeitungsfunktionen im DSP 19 gehen die Sendesignale weiter durch den FIR-Abschnitt 33, den INT-Abschnitt 34 und den DIF-Abschnitt 36 auf dem DDF-ASIC 20, von wo sie durch den FDAC 21 und den Sendeteil 12 des HF-Abschnitts 11 zurück zur Antenne 17 fließen. Von der Antenne 17 aufgefangene Empfangssignale fließen durch den Empfangsteil 13 des Abschnitts 11, ADC 22, FIFO-Logik 37, DSP 19 und (über die Schaltung 64) CODEC 57 und SLIC 56 an das Telefongerät des Teilnehmers. Die SLIC 56 ist mit Eingangsverbindungen 65 versehen, welche den Ausgang der Ruf-Schaltung 58 anzapfen, um es der SLIC 56 zu ermöglichen, einen Teilnehmer-Telefongerät-Abhebezustand während des Rufens (d.h. während des abgeschalteten Zustands der SLIC 56) zu erfassen. Eine Leitung 69, die sich von der SLIC 56 aus erstreckt, koppelt ein Abheben-Erfasst-Signal an den DDF-ASIC 20 und seine Logikschaltungen 32.

Die SLIC 56 ist vorteilhafterweise eine AM79534-CMOS-Schaltung von Advanced Micro Devices, Inc. und wird zwischen einem aktiven Zustand und einem Zustand niedriger Leistung von einem Multibit-Steuerwort geschaltet, das vom DSP über den DDF-ASIC 20 (Steuerschaltungen 32) und eine Verbindung 67 geliefert wird. Der CODEC 57 ist vorteilhafterweise eine AMD-7901B-Schaltung von Advanced Micro Devices, Inc.; und wird zwischen einem aktiven Zustand und einem Aus-Zustand von einem seriellen Multibit-SERDAT-Signal auf der Leitung 68 von den Logikschaltungen 32 im DDF-ASIC 20 geschaltet.

Eine Schaltung 70 koppelt als Veranschaulichung ein 80 Kilohertz(kHz)-Niederspannungs-Taktsignal vom DDF-ASIC 20 an die Ruf-Schaltung 58, die eine Hochspannung zum Rufen erzeugt. Eine Schaltung 54 koppelt ein Niederspannungssignal RINGFRQ mit einer auswahlbaren niedrigen Frequenz (zum Beispiel 20 Hz) an die Ruf-Schaltung 58 zum Erzeugen der Rufsignalfrequenz. Das 80 kHz- und RINGFRQ-Signal werden gestoppt (d.h. auf einem konstanten Gleichspannungswert gehalten), wenn das Telefoninstrument tatsächlich nicht den Alarm-Ruf-Klang erzeugen soll, z.B. während der "4 Sekunden aus" einer Rufkadenz "2 Sekunden ein, 4 Sekunden aus". Daher wird die Ruf-Schaltungs-Leistungsaufnahmesteuerung und ihre Betriebssteuerung durch die gleichen Signale implementiert. Das bedeutet, dass, auch wenn die Schaltung in ihrem aktiven Rufzustand ist, ihre Eingangssignal-Taktversorgung in der erwähnten Rufkadenz periodisch ein- und ausgeschaltet wird; und dies verringert die Leistungsaufnahme. Dies ist vorteilhaft, da die Rufschaltung, wenn sie aktiv ist, in einem zwei Sekunden langen Rufintervall so viel Energie verbraucht, wie der ganze Rest der Teilnehmereinheit 10 während ungefähr 3,3 Sekunden des Betriebs in einem normalen Sprachanruf (unter Verwendung einer 16PSK–Modulation im Halbduplexbetrieb), oder 8,3 Sekunden Leerlauf-Betrieb. Das Relais 59 wird während des Rufs zum Verbinden der A-Ader- und B-Ader-Telefonverbindungen mit dem Ausgang des Ruftongenerators 58 aktiviert. Diese Aktivierung wird in der üblichen Weise durch ein Ausgangssignal der SLIC 56 bewerkstelligt, das durch einen Ausgang des DDF-ASIC 20 gesteuert wird, der seinerseits auch auf der Schaltung 67 durch einen Befehl vom DSP 19 über den DDF-ASIC 20 gesteuert wird.

Ein Leitungsschnittstellen-Optionssteckplatz 52 ist ebenfalls an der Teilnehmereinheit 10 vorgesehen, so dass andere Dienst innerhalb der TDMA-Zeitrahmenstruktur, die noch zu beschreiben ist, untergebracht werden können, wenn es die Verkehrspegel erlauben. Beispiele solcher Dienste sind zum Beispiel die Unterbringung einer zusätzlichen normalen Telefon-Teilnehmerleitung oder eines Münztelefons oder eines Datenmodems oder eines Faxgeräts. Zu diesem Zweck wird der Steckplatz 72 mit Verbindungen zum Adressbus 41 und dem Datenbus 42 versehen sowie mit einer bidirektionalen Schaltung 73 zur Kopplung mit einer Kommunikationssignalschnittstelle mit dem DSP 19. Die (in 1 nicht gezeigte) Leistungsversorgungsverbindung für eine gemeinsame Versorgungsgleichspannung wie zum Beispiel 12 Volt, vom Satz von DC/DC-Wandlern 9 ist ebenso vorhanden. Die A-Ader (TIP) und B-Ader (RING) 76 und 77 ermöglichen eine Kommunikation mit dem Teilnehmer-Dienstgerät, an das eine (nicht gezeigte) einlegbare Dienstoptionskarte angepasst ist. Insofern eine solche Optionskarte einem bestimmten Bereich von Versorgungsspannungen benötigt, die anders als die von den Wandlern 9 Gelieferte ist, wird sie ihren eigenen Satz von DC/DC-Wandlern aufweisen. In ähnlicher Weise werden Steuersignale, einschließlich derjenigen zur Leistungsaufnahmesteuerung der Schaltungskomponenten auf der Optionskarte über den Daten- und Adressbus 42 und 41 an die geeignete Befehls-Interpretationslogik auf der Optionskarte geliefert.

Wenn eine Leitungsschnittstellenschaltungskarte in die Halterung 72 eingesteckt und mit einer Teilnehmerschleife verbunden wird, kann die Teilnehmereinheit in einem QPSK-Vollduplexmodus betrieben werden, wie im Folgenden weiter erörtert wird. Der Begriff "Vollduplex" wird hier im TDMA-Betrieb so verwendet, dass er eine etwas andere Bedeutung als die herkömmliche Bedeutung hat. In der TDMA-Umgebung bezeichnet ein Vollduplexbetrieb einen Teilnehmereinheitsbetrieb, bei dem sowohl der Sende- als auch der Empfangsteil der Einheit in einem einzigen Zeitschlitz betrieben werden. Hierdurch wird der herkömmlichere Vollduplex-Telefonbetrieb ermöglicht, bei dem beide Parteien eines Anrufs zur gleichen Zeit sprechen können, wie das auch beim TDMA-Halbduplexbetrieb der Fall ist; es wird jedoch auch einer einzigen Teilnehmereinheit erlaubt, z.B. zwei Teilnehmerleitungen zu bedienen, d.h. einen Zweileitungsdienst zu schalten. Im Vollduplex-Zweileitungs-Dienstbetriebsmodus ist die Leistungsaufnahme der gesamten Teilnehmereinheit höher als bei der Bedienung einer einzigen Leitung; da jedoch Teile der Teilnehmereinheit gemeinsam genutzt werden, die zu allen Betriebszeiten ganz eingeschaltet sind, entstehen geringere Hardwarekosten pro Leitung sowie eine geringere Leistungsaufnahme pro Leitung für die Teilnehmereinheit.

Die Leistungsaufnahmepegel-Steuerfähigkeit im Teilnehmerendgerät 8 ist zum Beitragen bei der Regelung der Innentemperatur des Endgeräts geeignet. Zu diesem Zweck würde ein Thermostat 71 über DDF-ASIC 20 an den Datenbus 42 gekoppelt, so dass ein offener oder geschlossener Schaltungszustand periodisch im ASIC registriert werden kann und der Zustand vom DSP 19 gelesen werden kann. Der Thermostat ist vorteilhafterweise so gesetzt, dass er zu einem veränderten Schaltungszustand betätigt werden kann, wenn die Temperatur innerhalb des Teilnehmerendgeräts 8 unter eine vorbestimmte Temperatur, wie zum Beispiel 0° C fällt. Wenn die Temperatur unter diesen Pegel fällt, verursacht der veränderte Schaltungszustand des Thermostats beim DSP 19, dass dieser die Leistungsaufnahmepegel-Steuerungssignale an Schaltungen, welche tatsächliche Leistungsversorgungsschaltungen schalten, wie zum Beispiel die an die Schaltung 31 gelieferten Steuersignale, auf ihren eingeschalteten beziehungsweise normalen Leistungsaufnahmepegeln; auf diese Weise werden keine Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit, die auf diese Weise gesteuert werden, abgeschaltet, bis der Thermostat 71 wieder zu seinem vorhergehenden Schaltungszustand zurückgekehrt ist. Folglich wird die von den gesteuerten und voll eingeschalteten Schaltungskomponenten erzeugte Wärme dazu neigen, die Endgerättemperatur auf ein höheres Niveau zu bringen.

Wenden wir uns nun dem Blockdiagramm von 2 zu, das in größerem Detail den HF-Abschnitt 11 und den Auflösungspegel der Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung, oder des entsprechenden dort zu findenden Mosaiks veranschaulicht. Eine Steuerung für viele Schaltungskomponenten in 2 wird durch das Verfahren des Verwendens eines Torsteuerungsschalters im Reihenstrompfad der Leistungsversorgungsschaltungen für ausgewählte Schaltungskomponenten des Abschnitts umgesetzt. Ein Beispiel ist detaillierter anhand eines Verstärkers in 3 gezeigt.

In 3 empfängt ein Verstärker 78 Eingangssignale bei den Klemmen 79 und erzeugt verstärkte Ausgangssignale an den Klemmen 80. Eine positive Spannungs-Leistungsversorgung 81 ist schematisch durch ein eingekreistes Pluszeichen angegeben, um eine Gleichstromquelle zu repräsentieren, deren positiver Pol mit der veranschaulichten Schaltung am eingekreisten Pluszeichen und deren negativer Pol an Masse angeschlossen sind. Die Versorgung 81 ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors 82 verbunden, dessen Kollektor mit einer Stromversorgungsklemme des Verstärkers 78 verbunden ist, dessen andere Stromversorgungsklemme an Masse angeschlossen ist. Der Transistor 82 ist entweder zur gesättigten Leitung oder zur Nichtleitung durch ein Leistungsaufnahme-Steuersignal vorgespannt, d.h. ein Gleichstromsignal, das entweder null bzw. positiv ist, das zwischen eine Klemme 83 und Masse am Widerstand 84 angelegt ist, um so die Transistorbasis vorzuspannen. Bezüglich der Leistungsaufnahmesteuerung ist der Transistor 82 in Reihe in den Stromversorgungspfad des Verstärkers 78 eingeschaltet und wird als ein Schalter zum Einschalten (Transistor 82 in gesättigter Leitung) und Ausschalten (Transistor 82 nicht leitend) des Verstärkers betrieben. Die Verwendung dieses Verfahrens zur Leistungsaufnahmesteuerung in 2 ist hier zu Zwecken der einfacheren Darstellung durch einen offenen Schalter dargestellt, der in Reihe in den Leistungsversorgungspfad einer gesteuerten Schaltungskomponente geschaltet ist. In der Praxis werden lediglich drei Transistorschalter (die nicht gezeigt sind, die jedoch vorteilhafterweise im Schaltplan des HF-Abschnitts 11 enthalten sind) verwendet. Jeder Schalter wird durch eines der Leistungsaufnahme-Steuersignale Tx, Rx und LB, die noch zu erörtern sind, gesteuert; und jeder Schalter steuert eine gemeinsame Leistungsversorgungs-Busverbindung für zwei oder mehrere Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11, deren Leistungsversorgung auf der Grundlage von Zeitschlitzen gesteuert wird. Da die Schalter und ihre entsprechenden gesteuerten Versorgungsbusse auf diese Weise zum Schaltplan des HF-Abschnitts 11 gehören, sind sie nicht weiter einzeln erörtert oder angegeben.

Wieder bezüglich der Betrachtung von 2 tragen die hier gezeigten Schaltungskomponenten die gleichen Bezugszeichen in allen Figuren. Diese Komponenten werden erwähnt, um das Auflösungsniveau der Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung zu definieren, ihre Interaktionen werden jedoch nicht besonders beschrieben, da sie wohl bekannt sind, und diese Interaktionen bilden an sich keinen Teil der vorliegenden Erfindung. Das digitale Ausgangs-IF-Signal des DIF-Abschnitts 36 wird über FDAC 21 und die Schaltung 27 an ein erstes IF-Segment des Sendeteils 12 angelegt. In diesem Segment fließt das Signal durch einen Schleifenschalter 125, ein Tiefpassfilter 87 und einen festen Dämpfer 89 an einen ersten Mischer 88 zur Hinaufkonvertierung auf den zweiten Zwischenfrequenzpegel. Auf diesem Pegel fließen Signale in einem zweiten IF-Segment durch einen Verstärker 90, ein Bandpassfilter 91 zur Auswahl des oberen Seitenbands und einen festen Dämpfer 92 an einen zweiten Mischer 96, der die Frequenz der Signale auf die geeignete Hochfrequenz hinaufkonvertiert. Die Hochfrequenzsignale in einem HF-Segment des Sendeteils fließen durch einen Verstärker 97, einen programmierbaren Dämpfer 93, der durch ein DSP-schreibbares ASIC-Register gesteuert wird, über Verbindungen 94, die ein Teil der Schaltung 31 in 1A sind, einen Verstärker 99, ein Bandpassfilter 98, einen Verstärker 100 und einen Leistungsverstärker 101 an den Duplexer 18.

Vom Duplexer 18 kommende empfangene Hochfrequenzsignale fließen im Empfangsteil 13 in einem HF-Segment, das einen rauscharmen Verstärker 103, ein Bandpassfilter 106, einen weiteren rauscharmen Verstärker 107 und ein zweites Bandpassfilter 108 enthält. Ein erster Abwärtsmischer 109 verringert die Signalfrequenz auf eine IF-Frequenz und koppelt sie an ein IF-Segment, das einen Schleifenschalter 110 zum Auswählen entweder des Ausgangs vom Mischer 109 oder eines Schleifensignals an eine Schaltung 124 vom Schalter 125, einen Verstärker 112, ein Bandpass-Kristallfilter 113 zum Hindurchlassen eines der vom Schalter 110 ausgewählten Signale und einen automatischen Verstärkungssteuerungsverstärker 116 aufweist. Ein zweiter Abwärtsmischer 117 verringert das IF-Signal auf eine Basisfrequenz und koppelt sie durch ein Paar von Tandemverstärkern 118 und 119, ein Tiefpassfilter 120 und eine Schaltung 28 an den ADC 22 in 1A.

Die Schaltung 124 ist zwischen Klemmen an den Schleifenschaltern 110 und 125 zum Vorsehen eines auswahlbaren Schleifenpfads geschaltet, der zum Koppeln des Sende-IF-Signals zurück an den Empfangs-IF-Abschnitt verwendet wird. Dieser Schleifenpfad erlaubt es einem Programm, den AGC mit einem VAGC-Signal an den Verstärker 116 selbst zu kalibrieren, wenn die Teilnehmereinheit ihren Betrieb aufnimmt. Die Schleife wird hauptsächlich zum Einstellen (d.h. Trainieren) von in der DSP-19-Software implementierten Entzerrungsfiltern verwendet, indem bekannte IF-Modulationsmuster zum Minimieren einer Intersymbolinterferenz eingefügt werden, die hauptsächlich durch Nichtlinearitäten im Kristallfilter 113 verursacht werden, das sowohl die erste Sende-IF als auch die Empfangs-IF hindurchlassen muss.

Die Zeitgeber- und Steuerschaltung 16 in 2 enthält einen Oszillator 121, der zur Veranschaulichung ein Ausgangssignal einer Frequenz von 43,52 MHz erzeugt. Das Ausgangssignal wird über eine Ausgabeschaltung 123 (die in 1A nicht gezeigt ist) an die Steuerungslogikschaltungen 32 im DDF-ASIC 20 in 1A geleitet, aus dem die Zeitgeber- und Synchronisationssteuerung entwickelt wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 121 wird auch über einen durch zwei teilenden Frequenzteiler 122 und ein Bandpassfilter 126 als eine lokale Oszillatorfrequenz an den ersten Mischer 88 im Sendeteil 12 geleitet. Das Ausgangssignal des Oszillators 121 wird weiter an den zweiten Abwärtsmischer 117 über einen Frequenzteiler 128 (der durch vier teilt) und einen Verstärker 130 angelegt.

Noch ein weiteres Ausgangssignal des Oszillators 121 wird über eine durch zwei teilende Schaltung 127 und eine durch vier teilende Schaltung 134 als eine Referenzfrequenzquelle für einen Phasenregelschleifenschaltung (PLL-Schaltung) 131 angelegt. Durchgestrichene Leitungsverbindungen, die an den Teilern 127, 134 und anderen Teilern in 2 gezeigt sind, zeigen an, dass die Teilungsverhältnisse vorteilhafterweise durch das geeignete Anschließen von Jumpern an externen Pin-Verbindungselementen an solchen Teilern gesetzt werden.

Die PLL 131 wird als ein Frequenzmultiplizierer zum Empfangen eines relativ niedrigen Frequenzsignals (zur Veranschaulichung ungefähr 5 MHz) und Erzeugen eines höheren Frequenzsignals (zur Veranschaulichung ungefähr 371 MHz) betrieben, das sowohl als ein lokales Oszillatorsignal im Sende-Hochfrequenz-Pegel-Mischer 96 als auch als eine Referenzfrequenzquelle für eine Empfangs-PLL 146 verwendet wird, die ein lokales Oszillatorsignal für den Empfangs-Hochfrequenz-Pegel-Mischer 109 erzeugt. In der Schaltung 131 wird das Signal vom Teiler 134 an eine durch acht teilende Schaltung 132, eine Phasenkomparatorschaltung (PC-Schaltung) 133, ein Schleifenfilter (LF) 136, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 137 an die gemeinsame Verbindung eines Richtungskopplers 138 angelegt. Das Ausgangssignal des VCO 137 wird auch durch eine durch zwei teilende Schaltung 139 und eine durch 273 teilende Schaltung 142 an einen zweiten Eingang der PC-Schaltung 133 rückgekoppelt. Die PLL 131 und PLL 146 liefern auch einen LOCK-LOSS-Statusindikator auf einer (in 1A nicht gezeigten) Schaltung 140 an den DDF-ASIC 20. Der Richtungskoppler 138 verbindet den Ausgang der PLL 131 mit einem Verstärker 141, dessen Ausgang über einen festen Dämpfer 144 mit dem lokalen Oszillatoreingang eines zweiten Mischers 96 im Sendeabschnitt 12 verbunden ist. Das Ausgangssignal der PLL 131 wird auch über einen Richtungskoppler 138 an einen Empfangsteilmischer 143 angelegt, wo es mit dem Ausgangssignal eines VCO 145 der PLL 146 gemischt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 143 wird in der PLL 146 an einen Phasenkomparator 147 geleitet, der auch ein Referenzfrequenzsignal vom SDAC 45 (1A) über ein Tiefpassfilter 148 und eine durch zwei teilende Schaltung 149 empfängt. Das Ausgangssignal des PC 147 wird durch ein Schleifenfilter 135 an den VCO 145geleitet. Das Ausgangssignal dieses VCO wird weiter über einen Verstärker 150 an den lokalen Oszillatoreingang des ersten Abwärtsmischers 109 geleitet.

Im HF-Abschnitt ist ebenfalls eine Leistungsschnittstellenschaltung 151 enthalten, welche die Pegel der vier Signale der Schaltung 31 von CMOS-Pegeln (ungefähr 5 Volt) auf HF-Leistungssteuerungspegel verschiebt, um die tatsächlichen Signale zu erzeugen, welche die Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 ein- bzw. abschalten. Die Schaltung 151 besteht aus wohl bekannten hauptsächlich kombinatorischen Logik- und Pegel-Verschiebungs-Schaltungen, welche die Signale Tx, Rx, PA ENABLE und LOOP BACK der Schalter 31 empfangen. Die Schaltung 151 erzeugt drei Leistungsaufnahme-Steuerungssignale Senden Tx, Empfangen Rx und Spiegelung (LOOPBACK) LB, die, wie im Zusammenhang mit 3 erwähnt, dem Betrieb der Schaltungskomponenten steuern, so dass ein- bzw. abgeschaltet werden. Ein viertes Leistungsaufnahme-Steuerungssignal PAEN, wird ebenfalls von der Schaltung 151 erzeugt. Das PAEN-Signal steuert den Betrieb des Leistungsverstärkers 101, der ebenfalls ein- bzw. abgeschaltet wird; jedoch wird ein im Zusammenhang mit 4 zu beschreibendes Vorspannungsstrom-Steuerungsverfahren vorteilhafterweise in diesem Fall eingesetzt. Zeitschlitze werden, wenn diese vier Signale und andere Leistungsaufnahme-Steuerungsaktionen, ein- bzw. aus sind, nachfolgend anhand der Tabellen 1 und 2 unten und den 5 und 6 erläutert. Diese vier Signale werden, wie das gezeigt ist, an entsprechend bezeichnete Leistungsaufnahme-Steuerungsverbindungen über Leitungen angelegt, die nicht gezeigt sind. Auf diese Weise wird das Tx-Signal zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Sendeteilverstärker 90, 97, 99, 100 und 141 angelegt. Das PAEN-Signal wird zum Steuern der Leistungsaufnahme des Leistungsverstärkers 101 angelegt und nimmt vorteilhafterweise seinen hohen Zustand ein, nachdem das Tx-Signal seinen hohen Zustand einnimmt, und nimmt seinen niedrigen Zustand ein, bevor das Tx-Signal seinen niedrigen Zustand einnimmt, um die Möglichkeit eines Sendens zufälliger Frequenzen zu vermeiden, während die Sendeteilmischer-Ausgangssignale stabil werden. Das Rx-Signal wird zum Steuern der Leistungsaufnahme des Empfangsteilmischers 117 und der Verstärker 103, 107, 112, 116, 130 und 150 angelegt. Schließlich wird das LG-Signal an die Schleifenschalter 110 und 125 und zum Steuern der Leistungsaufnahme des Empfangsteilmischers 117 und der Verstärker 112, 116 und 130 angelegt.

Manche Schaltungskomponenten im HF-Abschnitt 11 sind zu allen Zeiten eingeschaltet; und natürlich fehlen bei passiven Schaltungskomponenten Leistungsversorgungsverbindungen. Die Sendeteilmischer 88 und 96 und die Empfangsteilmischer 109 und 143 sind passiv. Die PLLs 131 und 146 sind immer eingeschaltet, da sie im Vergleich zu einer TDMA-Zeitschlitzdauer relativ lange Zeit-Betriebskonstanten haben. Wenn sie einmal abgeschaltet sind, erfordern die PLLs fast einen vollständigen Zeitschlitz zur Wiederherstellung eines eingeschalteten stabilen Betriebs. Die Empfangsteilverstärker 118 und 119 und die Teiler 122, 127, 128 und 134 sind im HF-Abschnitt 11 immer eingeschaltet, da sie jeweils nur eine so kleine Leistung aufnehmen, dass eine Steuerung ihrer Leistungsaufnahme das Hinzufügen zusätzlicher Komponenten erfordern würde, ohne dass dabei bezüglich einer Leistungseinsparung ein entsprechender ökonomischer Wert gewonnen würde. Außerdem sind einige ihrer Ausgangssignale zum korrekten Betrieb der PLLs 131 und 146 notwendig. Da die PLLs 131 und 146 eingeschaltet bleiben, bleiben auch ihre Eingangssignalerzeugungs-Schaltungskomponenten, d.h. die Teiler 127 und 134, eingeschaltet.

4 zeigt einen vereinfachten Schaltplan, der eine Art und Weise zum Steuern der Leistungsaufnahme eines Verstärkers veranschaulicht, bei dem sein Vorspannungsstrom ein- bzw. abgeschaltet wird. Eine solche Vorspannungsstromsteuerung ist z. B. für Leistungsverstärker vorteilhaft, weil ihr relativ hoher Betriebsleistungs-Versorgungsstrom die Verwendung eines relativ kostspieligen, wärmegesenkten Leistungstransistors zum Schalten eines solchen Stroms nötig macht. Im Schaltplan hat ein zu steuernder Verstärker 24 die üblichen Leistungsversorgungsverbindungen, die durch eine geerdete Spannungsquelle 25 repräsentiert sind. Die Eingangssignale, die zu verstärken sind, werden an die Klemmen 54 angelegt. Die verstärkten Signale werden an der Ausgangsklemme 55 zur Verfügung gestellt. Eine schaltbare Konstantstromversorgung 85, die von einer weiteren Spannungsquelle 60 versorgt wird, wird als ein Vorspannungsstromgenerator verwendet. Solche schaltbare Konstantstromversorgungen sind wohl bekannt. Die Versorgung 85 ist an einem Vorspannungsstromeingang 71 des Verstärkers 24 angeschlossen, um einen Vorspannungsstrom zu erzeugen, der zum Sicherstellen einer Verstärkung des höchsten an der Eingangsklemme 54 erwarteten Signalpegels ausreicht. Eine Eingangsverbindung 86 an die Versorgung 85 wird auf einer positiven Spannung gehalten, vorteilhafterweise 8 Volt in einer Anwendung, um bei der Versorgung 85 zu verursachen, dass sie den schon erwähnten ausreichenden Vorspannungsstrom an den Verstärker 24 liefert, damit dieser Leistung auf einem ersten oder normalen Leistungsaufnahmepegel aufnimmt. Wenn die Eingangsverbindung 86 der Versorgung 85 auf null Volt gehalten wird, wird das Vorspannungsstromausgangssignal der Versorgung 85 auf im Wesentlichen null Strom verringert, was beim Verstärker 24 verursacht, dass er wesentlich weniger Leistung aufnimmt, als er bei seinem normalen Leistungsaufnahmepegel aufnehmen würde. Die Versorgung 85 nimmt in ihrem Null-Eingangs-Null-Ausgangs-Zustand auch weniger Energie auf. Ein Leistungsfreischaltungs-Steuerungssignal wird an die Eingangsverbindung der Versorgung 85 angelegt, um sie dazu zu betätigen, den an den Verstärker 24 angelegten Vorspannungsstrom zu ändern. Dieser Vorspannungsstromtyp des Leistungsaufnahme-Steuerungsverfahren ist z.B. in 2 schematisch durch eine Vorspannungs-Eingangsverbindung mit einer geschalteten Leitung repräsentiert, wie zum Beispiel diejenige, die für den Leistungsverstärker 101 mit PAEN bezeichnet ist.

5 ist ein bekanntes Zeitschlitz-Strukturdiagramm für ein TDMA-System, bei dem jeder wiederkehrende TDMA-Zeitrahmen zur Veranschaulichung eine Zeitdauer von 45 Millisekunden (ms) hat. Dieser Rahmen ist die Grundeinheit zur Zeitdauer, während derer das Systemprogramm, das im DSP 19 läuft, durch die elementaren Operationen für einen vorgegebenen Zustand des Teilnehmereinheitsbetriebs wechselt, wie das anhand von 6 noch beschrieben. wird. In einem typischen TDMA-System kehrt der Grundzeitrahmen mit einer Rate wieder, die geringer als die Nyquist-Frequenz für ein typisches zu verarbeitendes Sprachsignal und größer als die Durchschnittsfrequenz von Veränderungen an Teilnehmereinheitsfunktionen, wie zum Beispiel aufgelegt oder abgehoben und Ruf, ist. Jeder Zeitrahmen wird in vier Zeitschlitze eingeteilt, die als Schlitze 0, 1, 2 und 3 bezeichnet sind; und jeder Zeitschlitz hat zur Veranschaulichung eine Zeitdauer von 11,25 Millisekunden. Leistungsaufnahmeeinsparungen werden während Zeitschlitzen gemacht, in denen eine Teilnehmereinheit leer läuft, wobei alle leistungsaufnahmesteuerbaren Schaltungskomponenten abgeschaltet sind, oder während Zeitschlitzen, in denen sie betrieben wird, während nur ein Teil ihrer leistungsaufnahmesteuerbaren Schaltungskomponenten eingeschaltet und die restlichen abgeschaltet sind.

Die Weise, in der die Teilnehmereinheit 20 zwischen ihren verschiedenen Betriebszuständen im Verhältnis zur Zeitschlitzstruktur hin- und hergeht, wird im Zusammenhang mit 6 beschrieben, und dann werden diese Betriebszustände hinsichtlich der Leistungsaufnahmesteuerung anhand der Tabellen 1 und 2 unten betrachtet. Zuerst sind jedoch zwei Typen des Teilnehmereinheitsbetriebs zu betrachten. Ein erster Typ ist QPSK und ein zweiter Typ ist 16PSK. Beim QPSK-Betrieb bedient eine Teilnehmereinheit, die im Halbduplexmodus auf einem Duplex-Frequenzkanal betrieben wird, eine Teilnehmerleitung. Wie in 5 angegeben, empfängt die Teilnehmereinheit in Zeitschlitzen 0 und 1 als einem QPSK-Zeitschlitz bzw. sendet in Zeitschlitzen 2 und 3 als einem QPSK-Zeitschlitz. Dieser Doppelzeitschlitzbetrieb ist für Teilnehmereinheiten an Standorten mit schwachem Empfang nützlich, weil er einen Betrieb mit einem höheren Rauschabstand ergibt als ein 16PSK-Betrieb mit einzigem Zeitschlitz.

Eine andere Teilnehmereinheit könnte den gleichen Kanal für eine Leitung auch im QPSK-Halbduplexmodus verwenden, indem die Zeitschlitze 2 und 3 zum Empfangen und die Zeitschlitze 0 und 1 zum Senden verwendet würden. Alternativ dazu könnte eine einzige Teilnehmereinheit zwei Leitungen dadurch bedienen, dass sie in einem QPSK-Vollduplexmodus betrieben würde, wenn beide Leitungen gleichzeitig mit Anrufen belegt sind, wobei der Doppelzeitschlitz 0 und 1 gleichzeitig zum Senden für die erste Leitung und zum Empfangen für die zweite Leitung verwendet würde. Umgekehrt würde der Doppelzeitschlitz 2 und 3 gleichzeitig zum Empfangen für die erste Leitung und zum Senden für die zweite Leitung verwendet. Auf Zeitschlitzen basierende Abschaltungsvorteile sind nicht verfügbar, wenn eine Teilnehmereinheit in einem Zwei-Leitungs-Vollduplexmodus betrieben wird.

Im 16PSK-Halbduplexbetrieb gibt es mehr Möglichkeiten zur Flexibilisierung des Betriebs und zu Leistungsaufnahmeeinsparungen als im QPSK-Betrieb. Einige Beispiele von möglichen Konfigurationen sind unter der Annahme eines Dualfrequenzkanals angegeben. Wie in 5 gezeigt, empfängt eine Teilnehmereinheit in einem Einzelleitungsdienst in einem Zeitschlitz 0, sendet im Zeitschlitz 2 und ist in den Zeitschlitzen 1 und 3 im Leerlauf. Eine zweite Teilnehmereinheit könnte den gleichen Kanal zum Empfangen im Zeitschlitz 1, zum Senden im Zeitschlitz 3 und zum Leerlauf in den Zeitschlitzen 0 und 2 verwenden. Eine Teilnehmereinheit kann zwei Leitungen bedienen, indem eine Teilnehmerleitung im Zeitschlitz 0 empfängt und im Zeitschlitz 2 sendet und die andere Teilnehmerleitung im Zeitschlitz 1 empfängt und im Zeitschlitz 3 sendet. Gleichzeitig kann eine andere Teilnehmereinheit den gleichen Duplexfrequenzkanal im Halbduplexmodus für zwei 16PSK-Anrufe verwenden, indem in den Zeitschlitzen 2 bzw. 3 empfangen wird und in den Zeitschlitzen 0 bzw. 1 gesendet wird. Alternativ dazu könnte im 16PSK-Vollduplex-Zweileitungsbetrieb eine erste Leitung Sprache im Schlitz 0 senden und im Schlitz 2 empfangen, während eine zweite Leitung Sprache im Schlitz 2 sendet und im Schlitz 0 empfängt.

Es gibt auch einen dritten Betriebstyp, bei dem die Teilnehmereinheit im Standby-Modus ist und eine mögliche Anzeige eines Anrufs erwartet und auf die Frequenz eines Duplex-Funk-Steuerkanals (RCC) des TDMA-Systems abgestimmt ist. Der RCC wird normalerweise im binären Phasenumsetzungsmodus (BPSK) moduliert, und eine Teilnehmereinheit wird auch im BPSK betrieben, wenn sie den RCC überwacht. Eine BPSK-Modulation ist robuster als die QPSK-Doppelzeitschlitzmodulation; so erreicht sie zuverlässig auch entfernte Gebiete, die einen Teilnehmer-Anrufdienst mit QPSK-Modulation bieten. Wenn eine QPSK-Teilnehmereinheit auf den RCC abgestimmt ist und zum Bedienen einer einzigen Leitung angeordnet ist, empfängt sie den RCC im Zeitschlitz 0 und ist in den drei anderen Zeitschlitzen im Leerlauf; auch wenn die Einheit von ihrer (nicht gezeigten) Basisstation kontaktiert wird oder wenn ein bedienter Teilnehmer das Telefongerät abhebt, sendet sie ihre notwendigen Quittungsaustauschnachrichten (Handshake) im Zeitschlitz 2, um eine Kommunikationskanalzuweisung zu erhalten. Wenn ein Teilnehmer sich in einem Anruf befindet und die entfernte Partei auflegt, ist die Teilnehmereinheit immer noch auf den Sprachkanal abgestimmt; so wird sie normalerweise durch die Basisstation angewiesen aufzulegen, indem diese einen von mehreren zusätzlichen Bits im digitalen Signal auf dem Sprachkanal setzt.

Wenn eine Teilnehmereinheit, die entweder im QPSK- oder 16PSK-Modus betrieben wird, eine einzige Leitung bedient, ist es ihr möglich, die größte auf Zeitschlitzen basierende Leistungsaufnahmeeinsparung zu realisieren. Beim Hinzufügen von zusätzlichen Leitungen zum Betrieb bei einer Teilnehmereinheit in 16PSK oder in QPSK nimmt die auf Zeitschlitzen basierende Leistungsaufnahmeeinsparung ab, da es weniger Zeitschlitzgelegenheiten gibt, bei denen die Teilnehmereinheit im Leerlauf oder in einem teilweise abgeschalteten Zustand sein kann. Auch kann es, wenn zusätzliche Leitungen zu einer Teilnehmereinheit hinzugefügt werden oder zusätzliche Teilnehmereinheiten einem Kanal zugefügt werden, vorteilhaft werden, den Betriebsmodus des RCC zu ändern, um sicherzustellen, dass jedes Mal, wenn eine Teilnehmerleitung, die mit einem Anruf belegt ist, aufgelegt wird, ein Zeitschlitz zur Verfügung steht, in dem die bedienende Teilnehmereinheit den RCC überwachen kann. Zu diesem Zweck kann der RCC so organisiert werden, dass er die Aussendung aller Steuernachrichten für Teilnehmereinheiten in jedem TDMA-Zeitschlitz seines Duplexfrequenzkanals wiederholt. Dann kann jede Teilnehmereinheit, die im Dualleitungs-Vollduplexmodus betrieben wird, wenn eine Leitung aufgelegt wird, den frei gewordenen Empfangszeitschlitz dazu verwenden, auf den RCC zu lauschen, und den entsprechenden Sendezeitschlitz zum Senden einer beliebigen geeigneten Antwort verwenden. Als andere Alternative könnte eine In-Band-Signalisierung ("blank and burst") verwendet werden, indem die RCC-Steuerinformation anstelle eines aktiven Zeitschlitzes in einem TDMA-Rahmen eingesetzt würde, wodurch das Sprachgespräch zeitweilig unterbrochen würde.

6 ist ein bekanntes Statusdiagramm, das Teilnehmereinheitsübergänge zwischen ihren verschiedenen Funktionen und innerhalb von Funktionen in Beziehung zur Zeitschlitzstruktur von 5 zeigt. 6 enthält drei Hauptschleifen: Aufgelegt-Funktion (Zustände 153, 156 und 157); Ruf-Funktion (Zustände 160, 158 und 159); und Abgehoben-Funktion (Zustände 161, 163 und 162). Wenn die Teilnehmereinheit 10 in Dienst genommen wird, wird die Betriebsleistung eingeschaltet, und die Einheit initialisiert sich selbst in einer Rücksetzfunktion 152. Nach Abschluss dieser Rücksetzfunktion geht die Einheit in einen Schleifenzustand 153, indem das LG-Signal in 2 die Schalter 110 und 125 betätigt und die Verstärker 112, 116 und 130 einschaltet, um die Schleifenschaltungsverbindung 124 zu aktivieren, wie im Zusammenhang mit 2 bemerkt wurde. Während der Rücksetz- und Schleifenfunktion kommen die Zeitschlitze nicht in Betracht, da hier die Funkverbindung nicht benutzt wird. Nach Abschluss der Schleifen-Trainingsfunktion wechselt die Einheit auf den Empfangs-Aufgelegt-Zustand 126 (HF-Rx-Aufgelegt), bei dem sie während des Zeitschlitzes 0 im Empfangsbetrieb betrieben wird, um die Einleitung entweder einer Funkrufnachricht von einer Basisstation, z.B. eines Anrufs an den bedienten Teilnehmer oder einen abgehobenen Zustand des Teilnehmertelefons, der in der SLIC 56 in 1B erfasst wurde, z.B. einen Anruf vom bedienten Teilnehmer zu erwarten. Im Zeitschlitz 1 wechselt die Einheit 10 in einen HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157, in dem sie in einem Zustand niedrigerer Leistungsaufnahme, der manchmal auch als "Schlaf" bezeichnet wird, während der Zeitschlitze 1, 2 und 3 betrieben wird. Am Ende des Zeitschlitzes 3 kehrt die Einheit zum Zustand 156 zurück, um eventuell vorhandene Funkrufnachrichten oder Abhebezustände zu empfangen, die erfasst werden können, und geht zyklisch durch die Zustände 156 und 157, bis ein solches Ereignis eintritt. Zusätzliche Leistungseinsparungen können dadurch realisiert werden, dass die Teilnehmereinheit im Leerlauf- oder Schlafmodus während sieben von acht Zeitschlitzen von zwei aufeinanderfolgenden Rahmen anstelle von nur drei aus vier Zeitschlitzen für jeden Rahmen in dieser Aufgelegt-Schleife gehalten wird.

Nach dem Empfang einer Funkrufnachricht oder dem Erfassen eines Abgehoben-Zustands führt die Einheit 10 alle notwendigen Quittungsaustauschübertragungen zur Basisstation während des Zeitschlitzes 2 (der in 6 oder den Tabellen nicht gezeigt ist) durch; und wechselt dann unter der Annahme einer eintreffenden Funkrufnachricht in den HF-Leerlauf-Rufzustand 158, und beginnt das Rufen des bedienten Teilnehmer-Telefoninstruments. Zum gegenwärtigen Zeitpunkt wird ein QPSK-Betrieb angenommen; so wechselt im Zeitschlitz 0 der Zustand zu einem HF-Empfangs-Ruf(HF Rx Ruf)-Zustand 159, bei dem der Betrieb bis zum Ende des Zeitschlitzes 1 bleibt, um die Teilnehmereinheit darüber informiert zu halten, dass die anrufende Partei immer noch wartet. Im Zeitschlitz 2 wechselt der Betrieb auf einen HF-Sende-Ruf(HF Tx Ruf)-Zustand 160, in dem sie bis zum Ende des Zeitschlitzes 3 verbleibt, so dass das Auftreten eines Abgehoben-Zustands des Teilnehmer-Telefongeräts zurück an die Basisstation gesendet werden kann. Zu dieser Zeit wechselt der Betrieb für die Zeitschlitze 0 und 1 des nächsten Rahmens zurück zum HF-Rx-Ruf-Zustand 159. Der Betrieb wird auf diese Weise zyklisch weitergeführt, bis ein Abgehoben-Zustand erfasst wird, und dann wechselt der Betrieb entweder vom Zustand 160 oder vom Zustand 159 zu einem entsprechenden Abgehoben-Zustand-HF-Sende-Abgehoben-(HF Tx Abgehoben)-Zustand 162 bzw. zum HF-Empfangs-Abgehoben-(HF-Rx-Abgehoben)-Zustand 161. Wenn das bediente Teilnehmertelefongerät in Reaktion auf den Ruf niemals abgehoben wird, läuft die Zeit beim Betrieb letztendlich aus und fällt vom HF-Tx-Ruf-Zustand 160 in den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157 zurück.

Unter der Annahme, dass das bediente Teilnehmer-Telefoninstrument schon abgehoben wird, wechselt der Betrieb in ähnlicher Weise zum QPSK-Ruf (Zustände 160 und 159) zyklisch zwischen den Zuständen 162 in den Zeitschlitzen 2 und 3 (sendende Teilnehmereinheit) und 161 in den Zeitschlitzen 0 und 1 (empfangende Teilnehmereinheit) während der Weiterführung der Rufverbindung. Wenn die bediente Teilnehmereinheit am Ende der Kommunikation, für die die Anrufverbindung hergestellt wurde, aufgelegt wird, fällt der Betrieb wieder in den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157 zurück, um die Einleitung eines weiteren Anrufs abzuwarten.

Der Betrieb im 16PSK-Modus unterscheidet sich von demjenigen im QPSK-Modus dahingehend, dass es HF-Leerlauf-Zustände 158 und 163 in den entsprechenden Ruf- und Abgehoben-Funktionsschleifen gibt. Die Aufgelegt-Funktion des Statusdiagramms bleibt unverändert. Im 16PSK-Betrieb der Ruf-Funktionsschleife beginnt der Betrieb in einem HF-Leerlauf-Ruf-Zustand 158. Der veranschaulichte Betrieb ist gültig für eine Teilnehmereinheit, der zur Nutzung des Zeitschlitzes 0 zum Empfangen und des Zeitschlitzes 2 zum Senden zugewiesen wurde. Wenn die Schleife beim Zustand 158 am Ende des Zeitschlitzes 3 eingesetzt hat, dann wechselt sie zum Zustand 159 für den Zeitschlitz 0 und zurück zum Zustand 158 für den Zeitschlitz 1. Dann wechselt sie zum Zustand 160für den Zeitschlitz 2 und zurück zum Zustand 158 für den Zeitschlitz 3. Der Betrieb geht weiter in diesen zwei sich aufeinanderfolgenden Ruf-Funktionsschleifen, entweder bis der Ruf-Betrieb zeitlich ausläuft und es einen Wechsel vom Zustand 160 zurück zum Zustand 157 gibt, oder bis ein Abgehoben-Zustand erfasst wird und es einen Wechsel von einem der Zustände 158, 160 oder 159 zu einem entsprechenden der Abgehoben-Funktionszustände 163, 162 bzw. 161 gibt. Der Betrieb geht in den beiden sequenziellen Abgehoben-Funktionsschleifen in einer Weise für die Dauer der Anrufverbindung weiter, die für die Ruf-Funktionsschleifen beschrieben wurde. Wenn die bediente Teilnehmertelefoneinheit aufgelegt wird, fällt der Betrieb zurück auf den HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157, um auf einen weiteren Anruf zu warten.

Die obige Beschreibung von 6 nahm an, dass der eingeleitete Anruf, nachdem die Teilnehmereinheit 10 in Betrieb genommen wurde und in der Aufgelegt-Funktionsschleife leer lief, eine empfangene Funkrufnachricht war. Wenn der Anruf vom bedienten Teilnehmer-Telefongerät dadurch eingeleitet wurde, dass es abgehoben wurde, würde der Betrieb vom HF-Rx-Aufgelegt-Zustand 156 zum HF-Leerlauf-Abgehoben-Zustand 163 wechseln und von da in einer Weise weitergehen, die der schon Beschriebenen ähnlich ist.

In einer Ausführungsform der Teilnehmereinheit 10, die mit der auf Zeitschlitzen basierenden Leistungsaufnahmesteuerung betrieben wird, d.h. bei der die Leistungsaufnahme der Teilnehmereinheit 10 wie oben beschrieben eingeschränkt wird, wurden die DC/DC-Wandler von 1A aus einer einzigen 12-Volt-15-Amperestunden-Ersatzbatterie versorgt, die von einer Wechselstrom-Gleichstrom-Stromversorgung geladen gehalten wurde. Alternativ dazu wurden Wandler 9 durch eine Ersatzbatterie versorgt, die von zwei eine Nennspannung von 12 Volt und eine Nenn-Peakleistung von 48 Watt liefernden Solarpaneelen geladen gehalten wurden.

Der Betrieb einer Teilnehmereinheit 10 in einem Halbduplex-16PSK-Modus wird zur Leistungseinsparung wegen der Leistungseinsparungen, die mit der Verwendung des HF-Leerlauf-Abgehoben-Zustands 163 während zwei Zeitschlitzen eines jeden Abgehoben-Funktionsrahmen realisiert wurden, sowie der Einsparungen, die durch das Wechseln der Abschaltungsriffelungen für die Sende- und Empfangszeitschlitze realisiert wurden, bevorzugt. Die Leistungseinsparungen sind im Halbduplex-QPSK-Betriebsmodus nicht so groß, weil es weniger Leerlaufzeit gibt; doch ist dieser Modus robuster hinsichtlich des Rauschabstands; so ist er für Teilnehmereinheiten nützlich, die da einen Standort haben können, wo der Empfang relativ schwach ist, im Vergleich zu Standorten, wo der 16PSK-Betrieb eingesetzt wird. Ein Vollduplexbetrieb ist entweder für einen QPSK- oder einen 16PSK-Betrieb und entweder zur Daten- oder zur Sprachkommunikation möglich. Der DSP 19 hat eine gut ausreichende Verarbeitungsfähigkeit zum Bewältigen eines Dualleitungsbetriebs, weil z.B. der schon erwähnte DSP-Chip die Fähigkeit zum Bearbeiten von ungefähr 20 Millionen Befehlen pro Sekunde (MIPS) hat, was ungefähr 30% schneller ist, als für den Dualleitungsbetrieb bezüglich einer Sprachkommunikation erforderlich ist. Ein Vollduplexbetrieb bietet die geringsten Energieeinsparungen pro Teilnehmereinheit, weil zu allen Zeiten während einer Anrufsverbindung die Signale Tx und Rx in einem hohen Zustand sein müssen und andere entsprechende Teile der Teilnehmereinheit 8 eingeschaltet sein müssen, d.h. während der Abgehoben- und Ruf-Funktionsschleifen des Statusdiagramms von 6. Es gibt jedoch immer noch beträchtliche Leistungseinsparungen pro Leitung. Zum Beispiel wird eine Dualleitungs-Teilnehmereinheit Leistungseinsparungen zu jeder Zeit realisieren, wenn eine ihrer bedienten Leitungen nicht aktiv im Anrufsverkehr belegt ist. Außerdem kann jede Dualleitungs-Teilnehmereinheit die doppelte Anzahl von Leitungen bedienen, als sie sonst als eine Einzelleitungsteilnehmereinheit hätte bedienen können; und es gibt auch eine Einsparung bei der Hardware dahingehend, dass weniger Teilnehmereinheiten für eine vorgegebene Anzahl von Leitungen erforderlich sind.

Im Dualleitungs-Dienstbetrieb würde die Abgehoben-Leitung von 6 im Wesentlichen für eine von der Teilnehmereinheit 10 bediente zweite Leitung dupliziert. Der Unterschied bestünde darin, dass die Zeitschlitzpositionen des HF-Tx-Abgehoben-Zustands 162 und des HF-Rx-Abgehoben-Zustands 161 in der Schleife ausgetauscht würden. Im ähnlicher Weise würden, wenn beide Leitungen Rufsignale von ihren entsprechenden Rufschaltungen 58 gleichzeitig empfangen würden, ihrer entsprechenden Rufschleifen (die den Betrieb der restlichen Teilnehmereinheit zu dieser Zeit widerspiegeln) für eine Leitung wie in 6gezeigt sein, und für die andere Leitung ähnlich sein, außer dass die Zeitschlitzpositionen in der Schleife des HF-Tx-Ruf-Zustands 160 und des HF-Rx-Ruf-Zustands 159 ausgetauscht wären.

Tabelle 1 – Einleiten/Ruf-Schaltungszustandtabelle und Tabelle 2 – Aufgelegt/Abgehoben-Schaltungszustandstabelle, die unten gezeigt sind, veranschaulichen insbesondere im Zusammenhang mit dem Statusdiagramm von 6, wie die Leistungsaufnahme-Steuerungsriffelung der Teilnehmereinheit 10 erfindungsgemäß zusammen mit Wechseln des Betriebszustands der Einheit im Einzelleitungsdienst wechseln. Die erste Spalte auf der linken Seite in den Tabellen listet die Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten auf, die einer Leistungsaufnahmesteuerung auf der Basis von Zeitschlitzen unterzogen werden. Der HF-Abschnitt und der Leistungsverstärker, der zum HF-Abschnitt gehört, sind separat gezeigt. Die verbleibenden zehn Spalten in den beiden Tabellen entsprechen zusammen den zehn Teilnehmereinheitszuständen von 6, und in diesen zehn Spalten sind die Leistungsaufnahmepegel der Schaltungskomponenten in der ersten Spalte aufgelistet. Folglich ist die Konfiguration der Leistungssteuerungsriffelung für alle Teilnehmereinheitszustände von 6 in den Leistungsaufnahme-Pegelindikatoren in der Spalte des gleichen Namens und die Zustandszahl in einer der Tabellen 1 oder 2 angegeben. Eine Schaltungskomponente ist eingeschaltet (ein) in Zeitschlitzen, wenn sie zur Anrufs- oder Steuersignalverarbeitung gebraucht wird, und in anderen Zeitschlitzen abgeschaltet (aus). Auch wenn manche Schaltungskomponenten während allen Zeiten während des Dienstbetriebs der Teilnehmereinheit eingeschaltet bleiben, ist das Ergebnis des Ein- bzw. Abschaltens der anderen Komponenten auf der Basis von TDMA-Zeitschlitzen eine wesentlich geringere Leistungsaufnahme als sie bei Teilnehmereinheiten beobachtet wird, bei denen die ganze Einheit auf der Grundlage eines Anrufs ein- bzw. abgeschaltet wird, oder auf einer Anrufzustandsbasis oder auch, wenn die Sende- und Empfangsteile eines Teilnehmereinheitsmodems zu unterschiedlichen Zeiten eingeschaltet werden.

Zuerst soll Tabelle 1 betrachtet werden. Der HF-Abschnitt erfährt vier unterschiedliche Leistungssteuerungspegel. Aus 2 erinnern wir uns, dass der Leistungsverstärker 101 ungefähr zu den gleichen Zeiten eingeschaltet wird (mit einem kleinen Bruchteil eines Zeitschlitzes später eingeschaltet und einem kleinen Bruchteil eines Zeitschlitzes früher abgeschaltet), als das Tx-Signal einen Pegel zum Einschalten von Schaltungskomponenten erfährt. Der HF-Abschnitt ist im Leerlauf (aus) während des Rücksetzens, während keine der Signale LB, Tx und Rx zum Einschalten von Komponenten aktiv sind. Die gleiche Leerlaufversorgung herrscht während des HF-Leerlauf-Ruf-Zustands 158 vor. Während des Schleifenzustands 153 werden die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 in lediglich dem Schleifenpfad vom Schalter 110 zum Verstärker 119 eingeschaltet. Im HF-Rx-Ruf-Zustand 159 ist nur das Rx-Steuersignal präsent; auf diese Weise sind die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts in lediglich dem Empfangsteil 13 eingeschaltet. In ähnlicher Weise ist während des HF-Tx-Ruf-Zustands 160 nur das Tx-Steuersignal präsent; auf diese Weise sind die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 lediglich im Sendeteil 12 eingeschaltet. In gleicher Weise sind in Tabelle 2 keine leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 eingeschaltet, wenn die Teilnehmereinheit in den Zuständen HF-Leerlauf-aufgelegt und –abgehoben 157 bzw. 163 leer läuft. Die leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten des HF-Abschnitts 11 in lediglich dem Empfangsteil 13 sind während der Zustände HF-Rx-aufgelegt und –abgehoben 156 bzw. 161 eingeschaltet, und nur diese sind im Sendeteil 12 während des HF-Tx-Abgehoben-Zustands 162 eingeschaltet.

In den Tabellen 1 und 2 ist die Korrelation zwischen der Tabellenterminologie und dem Betriebsleistungsaufnahmepegel der aufgeführten Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit zu bemerken. Für den HF-Abschnitt 11 werden die Zustandssteuerungssignale Rx, Tx und Loopback für die Leistungsschnittstellenschaltung 151 dafür verwendet, relative Leistungsaufnahmepegel in jedem Betriebszustand der Teilnehmereinheit anzuzeigen, außer für die Zustände 152, 158 und 163, wo "Leerlauf" angibt, dass alle leistungsgesteuerten Schaltungskomponenten abgeschaltet sind. Für andere Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit zeigt "Ein" an, dass die Schaltungskomponente sich in ihrem Leistungsaufnahmepegel für ihre primäre Signalverarbeitungsfunktion befindet; und "Aus" zeigt an, dass sich die Schaltung in einem niedrigeren Leistungsaufnahmepegel für andere angegebene Teilnehmereinheitsfunktionen befindet, auch wenn die Schaltung tatsächlich etwas von der Versorgungsleistung aufnimmt. Auch wenn die Rufeinrichtung in allen drei Zuständen der Ruffunktionsschleife von 6 als Ein (d.h. Ruf) gekennzeichnet ist, versteht es sich, dass mit dem Rufeinrichtungsbetrieb Basisstationsbefehle überlagert sind, die eine bestimmte Rufkadenz aufbauen, wie zum Beispiel zwei Sekunden Ein und vier Sekunden Aus, um die Aufmerksamkeit eines Teilnehmers auf sich zu ziehen. Dementsprechend ist während des Ein-Teils der Kadenz die Rufeinrichtung während aller Zeitschlitze eines jeden TDMA-Rahmens der Ruffunktionsschleife Ein; und während des Aus-Teils der Kadenz ist die Rufeinrichtung während aller Zeitschlitze jedes TDMA-Rahmens der Ruffunktionsschleife Aus (niedrigerer Leistungsaufnahmepegel).

Der FIR-Abschnitt 33, der INT-Abschnitt 34, der DIF-Abschnitt 36 und der FDAC 21 gehen zusammen an und aus. Der DDS 44 und der SDAC 45 gehen ebenfalls gemeinsam an und aus, und sie sind während aller fünf Betriebszeiten an und während des einleitenden Reset-Zustands 152 und des Loopback-Zustands 153 aus.

DSP 19 ist in allen Zuständen, außer dem HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustand 157, wenn er sich selbst in Schlaf versetzt hat, an, d.h. voll eingeschaltet. In diesem Schlafzustand verbraucht er genug Energie zum Behalten von Betriebszustandsinformation, so dass er die Verarbeitung wieder aufnehmen kann, wenn eine Aufwachunterbrechung empfangen wird, und dies ist die geringste Leistung, wenn nicht vollständig ausgeschaltet wird.

DSP 19 könnte auch über kürzere Zeiträume einschlafen, als das in den Tabellen oben gezeigt ist. Zum Beispiel synthetisiert während eines 16PSK-Anrufs bei dem eine Teilnehmereinheit während des Zeitschlitzes 2 Sprache an die Basisstation überträgt und im Zeitschlitz 0 Sprache von einer Basisstation empfängt, der DSP19 empfangene Sprache während des Schlitzes 0 und eines Teils des Schlitzes 1 (was manchmal als RELP-Decodierung bezeichnet wird). Nach Abschluss der Sprachsynthese könnte der DSP 19 bis zum Ende des Schlitzes 1 einschlafen, und nur zum Übertragen von PCM-Mustern an den CODEC 57 alle 125 Mikrosekunden aufwachen, wobei eine (nicht gezeigte) Unterbrechung verwendet wird. In ähnlicher Weise könnte der DSP 19 über einen Bruchteil eines Zeitschlitzes 3 schlafen, nachdem die Sprachanalyse (die manchmal als RELP-Codierung bezeichnet wird) abgeschlossen ist. Dieses Leistungseinsparungsverfahren könnte in Zuständen 158 und 163 von 6 verwendet werden.

Der CODEC 57 ist in einem energetisch niedrigen Zustand (d.h. gesperrt oder "aus") während aller Zustände, außer derjenigen in den Abgehoben-Funktionsschleifen von 6. Die SLIC 56 ist in einem energetisch niedrigen Zustand (d.h. gesperrt oder "aus") während aller Zustände, außer denjenigen in den Abgehoben-Funktionsschleifen und den Sende- und Empfangszeiten der Rufschleife. Sogar während dieses gesperrten Zustands in der Aufgelegt-Schleife überwacht die SLIC 56 jedoch immer noch den Aufgelegt/Abgehoben-Status. Die SLIC und der CODEC werden durch entsprechende Abschaltbefehle abgeschalten.

Die Rufeinrichtung, d.h. die Rufschaltung 58 ist zu allen Zeiten aus, außer während der Ein-Zeiten ihrer Rufkadenz in den Ruffunktionsschleifen von 6; und wenn sie aus ist, ist sie vollständig abgeschaltet.

Unter den Speicherschaltungskomponenten wird der RAM 39 zu den gleichen Zeiten wie der DSP ein- bzw. abgeschaltet; er verbraucht jedoch die meiste Leistung, während tatsächlich auf ihn zugegriffen wird. Der FLASH-Speicher 40 wird zu den gleichen Zeiten wie der RAM 39 ein- bzw. ausgeschalten, außer im HF-Leerlauf-Rufzustand, wenn der FLASH-Speicher aus ist, und außer während Zeiten (die in den Tabellen nicht eingegeben sind), wenn er ROM-typische Funktionen ausführt. Der FLASH-Speicher 40 ist zur Verwendung während des Rücksetzzustands eingeschaltet, da er der Ablageort für Daten ist, die zum Einleiten des Teilnehmereinheitsbetriebs nötig sind, wenn es in Dienst genommen wird oder in dem Fall, dass ein Fehler es nötig macht, die Einheit Von bekannten Parametern aus neu zu starten. Der FLASH-Speicher 40 ist ungefähr vier Mal so groß wie der RAM 39; und er ist ungefähr ein Drittel so schnell wie und verbraucht etwas weniger Leistung als der RAM 39. Der FLASH-Speicher wird vom DSP 19 vorteilhafterweise als RAM zum Ausführen von Programmsequenzen für die meisten nicht zeitkritischen Steueraufgaben in einer bekannten Art und Weise eingesetzt. Ein Beispiel ist die Teilnehmersteuerschleife, die den FLASH-RAM zum Ausführen einer Zustandssteuerroutine zum Synchronisieren der Aufgabenverarbeitung verwendet, wodurch es der Teilnehmereinheit ermöglicht wird, von Zustand zu Zustand zu wechseln, wie das in 6 gezeigt ist. Während dieser (in den Tabellen nicht gezeigten) Ausführung, ist der schnelle RAM 39 effektiv abgeschaltet, da auf ihn selten zum Schreiben von Daten zugegriffen wird; während der langsamere und weniger leistungsintensive FLASH-RAM an seiner Stelle verwendet wird. Die bestimmte DSP-Schaltung, die vorher zur Verwendung als DSP 19 identifiziert wurde, hat einen programmierbaren Wartezustandsgenerator, der die Verwendung eines langsameren oder schnelleren Programmspeichers zu verschiedenen Speicherplätzen erlaubt, wie das im Critchlow-Patent beschrieben ist.

7 zeigt die FIFO-Logikschaltung 37 von 1A in etwas größerem Detail zum Veranschaulichen der Einspeisung eines Leistungsaufnahmebefehls in der Rückrichtung auf einer bidirektionalen Schaltung 29 an den ADC 22. Wie schon bemerkt ist dieser ADC vorteilhafterweise ein im Handel erhältlicher Schaltungschip, der eine steuerbare innere Abschaltfunktion hat und so ausgelegt ist, dass er bestimmte seiner Steuerbefehle über seinen digitalen Ausgang empfangen kann. Zusätzlich führen die Schaltungen von 7 bestimmte andere Funktionen zum Erleichtern der auf dem DSP 19 lastenden Verarbeitung durch und Reduzieren hierdurch seine Verarbeitungszeit, so dass er sich in Leerlaufzeitschlitzen zum Einsparen von Leistung früher abschalten kann.

Der ADC 22 erzeugt ein m-Bit-Offset-binär-Ausgangssignal; der DSP erfordert jedoch ein Wortformat zur Verarbeitung mit n-Bits und 2er Komplementen. In 7 wird der Übergang zwischen den beiden Wortformaten bewerkstelligt, wobei m zur Veranschaulichung zehn und n zur Veranschaulichung sechzehn beträgt. Das 10-Bit-Offset-binär-Ausgangssignal aus ADC 22 auf der Schaltung 29 hat ein Vorzeichenbit, das in einem Exklusiv-Oder-Gatter 166 (EX OR) umgekehrt wird, in Reaktion auf den binären Zustand des höchstwertigen Bits (MSB) von einem Gleichstrom-Versatz-Register 167, das einen 11-Bit-Versatz-Korrekturwert enthält, der unter Programmsteuerung vom DSP 19 geladen wird. Die verbleibenden 10 Bits aus dem Register 167 werden additiv mit den Datenbits durch einen Addierer 168 zur Bildung von Wörtern mit Zweierkomplementen kombiniert. Vier Wortgruppen von Summenwörtern, d.h. versatzkorrigierte Zweierkomplementdaten vom Addierer 168 werden durch einen Demultiplexierungsschalter 169 an einen oder den anderen der beiden Multiwort-Schieberegister 170 und 171 geleitet, die als ein alternierender Puffer für den Datenfluss an den DSP 19 betrieben werden, wobei das Register 170 geladen wird, während das Register 171 geleert wird, und umgekehrt. Ein Multiplexierungsschalter 172 wählt eine registrierte Gruppe von Wörtern zur Anwendung auf ein Schiebe- und Vorzeichenerweiterungsgatternetz 173 aus. Ein Lese-Freigabesignal (Strobe-Signal) auf einer Leitung 176 leitet ein Auslesen eines neuen ADC-Musters ein, das vom DSP 19 zu verarbeiten ist, und dieses Signal wird durch eine Lenkungs-Steuerungsschaltung 177 zum Steuern des Schalters 179 und durch einen Inverter 178, den Schalter 172, geleitet.

Die Schaltung 177 liefert auch ein Ausgangssignal auf einer Schaltung 179 an die FIFO-Register zum Freischalten des Wort-Auslesens von einem der Register 170 oder 171 und zum schrittweisen Verschieben der verbleibenden Wörter in diesem einen Register entsprechend durch dieses. Das Ausgangssignal aus dem FIFO-Puffer wird im Gatternetzwerk 173 verschoben und um ein Vorzeichen erweitert, um die 10-Bit-Daten in das 16-Bit-Format zu wandeln, das zur Verarbeitung im DSP 19 verwendet wird. Das höchstwertige Bit der zehn Datenbits wird durch vier Gatter einer Teilmenge 186 des Netzwerks 173 angelegt, um als die vier höchstwertigen Bits des vom DSP gelesenen 16-Bit-Worts repliziert zu werden. Alle zehn Bits des ADC-Musters werden ebenfalls durch entsprechende der getrennten Gatter geleitet, die schematisch als nur ein Gatter 187 dargestellt werden, um die nächsten niedrigerwertigen zehn Bits des 16-Bit-Worts zu werden, das vom DSP gelesen wird. Die zwei niedrigstwertigen Bits des 16-Bit-DSP-Worts werden durch geerdete Eingangssignale an den zwei Gattern einer Gatterteilmenge 188 auf null gezwungen. Ein DSP-Lese-Freigabesignal an der Schaltung 180 von der Steuerschaltung 177 schaltet auch die Gatter 186 bis 188 frei, um Daten auf den DSP-Bus 42 in 1 zu koppeln. Ein Bereit-Ausgangssignal wird auf eine Leitung 181 von der Schaltung 177 an den Signal-DSP 19 geleitet, wenn eine neue Gruppe von Datenwörtern an Ort und Stelle zum Auslesen vorhanden ist. Das Signal auf der Leitung 176 wird zusammen mit Signalen auf Leitungen 182 und 183 auch über die Schaltung 30 zum Steuern des Betriebs von ADC 22 verwendet.

Der ADC 22 wird für einen Spiegelbetrieb (Loopback) und während eines Empfangszeitschlitzes eingeschaltet. Er empfängt also einen Einschaltbefehl am Ende des Rücksetzvorgangs und am Ende des Zeitschlitzes vor einem Empfangszeitschlitz und empfängt einen Abschaltbefehl am Ende des Spiegelvorgangs und am Beginn des Zeitschlitzes nach einem Empfangszeitschlitz. Ein Multibit-Befehlswort für den ADC 22, das vom DSP 19 über die Steuerlogikschaltungen 32 und die Verbindung 43 geleitet wird, wird in Reaktion auf ein DSP-Schreibsignal auf einer getrennten Eingangsleitung 190 während eines Leerlaufzeitschlitzbetriebs der Teilnehmereinheit 10 in ein Register 189 geladen. Dieses Befehlswort leitet verschiedene Aspekte des Betriebs des ADC 22, hier sind jedoch die Bits von hauptsächlichem Interesse, welche die Leistungsaufnahmesteuerung lenken. Das MSB-Ausgangssignal aus dem Register wird durch einen Inverter 191 an ein UND-Gatter 192 geleitet. Am Ende eines Leerlaufzeitschlitzes, der einem Empfangszeitschlitz vorausgeht, aktiviert eine Signal-Ein-Leitung 183 das Gatter 192; und dessen Ausgangssignal betätigt ein Gatter 193 zum Leiten des Befehlsworts vom Register 189 an die bidirektionale Schaltung 29, die zu dieser Zeit leer läuft. Die Leistungssteuerungsbits in diesem Befehl verursachen, dass der ADC 22 eingeschaltet wird. Ein ähnlicher Betrieb am Beginn eines Leerlaufzeitschlitzes, der auf einen Empfangszeitschlitz folgt, verursacht, dass der ADC 22 abgeschaltet wird. In gleicher Weise steuern Operationen am Beginn und am Ende des Spiegelbetriebs das Ein- bzw. Abschalten zu diesen Zeiten. Ein Einschalt-Rücksetzsignal wird an eine Leitung 196 zum Löschen des Registers 189 zur Vorbereitung zum normalen Betrieb angelegt.

8 veranschaulicht eine Taktsignal-Auswahllogik, die ein Teil der Steuerlogikschaltungen 32 in 1A sind. Die Taktauswahllogik wird zum Ein- bzw. Ausschalten (off) von Taktsignalen für verschiedene Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10 zum Steuern der Leistungsaufnahme verwendet. Während des Leerlaufs, d.h. während des HF-Leerlauf-Aufgelegt- und –Ruf-Zustandes 163 bzw. 158 und des HF-Leerlauf-Aufgelegt- Zustands 157 in 6, wenn viele Schaltungskomponenten der Teilnehmereinheit 10 abgeschaltet sind, bleiben Zeitgeberschaltungen in der Steuerlogik 32 bezüglich der Rahmen-, Schlitz- und Bit-Zeitgebung auf dem Laufenden. Zwei dieser Taktsignalsteuerungen, die für die vorliegende Erfindung relevant sind, sind in 8 gezeigt.

Ein Rücksetzsignal auf der Leitung 195 setzt ein Register 197 beim Einschalten zurück. Ein CLK_CTR_N-Adressbit von einem (nicht gezeigten) Adressdecoder in den Schaltungen 32 aktualisiert das Register 197 mit einem Datenwort von einer Schaltung 194 vom Bus 42. Das Wort steuert Ausgangstaktsignalzustände durch Steuern der Verwendung einer frequenzgeteilten Version eines auf der Leitung 123 von der Zeitgeber- und Steuerschaltung 16 in 2 empfangenen Taktsignals. Das Register 197 hat zur Veranschaulichung eine 7-Bit-Kapazität, wobei die Bits Q2-Q5 bei der vorliegenden Beschreibung von Interesse sind.

Ein Taktsignal (z.B. 43,52 MHz) wird auf der Leitung 123 von der Zeitgeber- und Steuerlogik 16 in 2 geliefert. Diese Leitung erstreckt sich zu einem Eingang von jeweils zwei Multiplexern 198 und 199. Jeder Multiplexer wird durch die binären Signalzustände der Signale auf einem Paar Steuerleitungen vom Ausgang des Registers 197 gesteuert. Die Steuersignalkombinationen, die dem jeweiligen Multiplexereingang auswählen, sind an dem neben einem solchen Eingang liegenden Multiplexer markiert. Die Multiplexer 198 und 199 haben jeweils noch zwei weitere Eingänge, die an die elektrische Masse der Schaltung angeschlossen sind. Die Leitung 123 ist auch über eine durch zwei teilende Schaltung 200 an einen anderen Eingang jedes Multiplexers 198 und 199 angeschlossen.

Ein Leitungspaar 201 leitet die Bits Q2 und Q3 des Registers 197 an den Multiplexer 198, der Taktsignale sowohl an den FIR-Abschnitt 33 als auch den INT-Abschnitt 34 des DDF-ASIC 20 liefert. Wenn diese zwei Bits entweder 00 oder 01 sind, wird eine Erdung (kein Takt) geliefert; und der FIR-Abschnitt 33 und der INT-Abschnitt 34 werden abgeschaltet, wie zuvor beschrieben. Wenn diese zwei Bits 10 sind, wird der FIR-Abschnittstakt mit der Taktfrequenz auf der Leitung 123 zum Einschalten des FIR-Abschnitts 33 und des INT-Abschnitts 34 geliefert, und wenn die beiden Bits 11 sind, dann wird der FIR-Takt mit der niedrigeren, d.h. durch zwei geteilten, Taktfrequenz vom Teiler 200 geliefert. Im letzteren Fall werden der FIR und der INT eingeschaltet, jedoch nur mit der halben Taktfrequenz, so dass sie mit beträchtlich geringerer Leistungsaufnahme betrieben werden. Die Verfügbarkeit eines niederfrequenten Takts zur Auswahl durch das Programm bedeutet eine vorteilhafte Flexibilisierung, da der Betrieb in manchen Ländern die höhere Taktrate für diese Schaltungskomponenten nicht erfordert.

In ähnlicher Weise werden die Bits Q4 und Q5 des Registers 197 an den Steuermultiplexer 199 geleitet, damit der Takt an den DIF-Abschnitt 36 des DDF-ASIC 20 ausgeschaltet oder mit der vollen Rate eingeschaltet werden kann oder mit der halben Rate zum Steuern des DIF-Abschnittbetriebs sowie zum Steuern dessen Leistungsaufnahmepegels eingeschaltet werden kann.

9 veranschaulicht eine Form des Leerlaufmoduszeitgebers und des Aufwachteils der Steuerlogikschaltungen 32 in 1A. Diese Schaltung kooperiert mit dem DSP 19 durch Messen des Zeitablaufs eines vorbestimmten Intervalls, während dessen der DSP in seinem abgeschalteten Betriebszustand "schlafen" kann. Vorher wurde schon erwähnt, dass der DSP 19 ein im Handel erhältlicher programmierbarer digitaler Signalprozessor ist, der einen eingebauten Abschaltungsmodus hat, in den er nach dem Ausführen eines Leerlaufbetriebs geht, z.B. am Beginn eines HF-Leerlauf-Aufgelegt-Zustands 157 in 6, wenn die Teilnehmereinheit während mindestens drei aufeinander folgender Zeitschlitze im Leerlaufzustand ist. Zu dieser Zeit sendet das DSP-Programm eine Anweisungsnachricht an die Steuerlogikschaltungen 32 über den Datenbus 42, so dass er schlafen geht, und die Nachricht beinhaltet ein Schlaflängendatenwort und ein Schreibfreigabesignal. Im Schlaf- bzw. Leerlaufmodus kann der DSP 19 z.B. im RAM 39 seine Programmbetriebspunktinformation behalten, die zum Neustart und zur Antwort auf eine Aufwachunterbrechung benötigt wird.

Die Mitteilungsnachricht wird auf einer Bitparallelschaltung 240 an ein Schlaflängenregister 202 zusammen mit dem schon erwähnten Schreibfreigabesignal auf der Leitung 241 angelegt, um das Register zum Laden des Nachrichtenworts freizuschalten. Dieses Freischaltungssignal startet auch den Betrieb einer Serie von bistabilen Schaltungen 203, 206, 207 und 208 des D-Typs (d.h. Flipflops), die mit den UND-Gattern 209, 210 und 211 zum Freischalten eines Schlaflängenzählers 212 zum Laden des Werts aus dem Register 202 und zum Hochzählen von diesem Wert zusammenarbeiten. Der Zähler 212 wird mit einer hohen Taktrate (zur Veranschaulichung 3,2 MHz) betrieben, um dem DSP eine hoch auflösende Steuerung der Dauer des Schlafintervalls zu geben. Eine Schaltung 204 liefert dieses Taktsignal für den Zähler 212 und für andere Schaltungskomponenten mit einem clk3_2-Eingang. Die schon erwähnten Flipflops und die entsprechenden Gatter synchronisieren den Start dieser Zählung, damit sie auf dem ersten 3,2-MHz-Taktimpuls nach einem 16-KHz-Empfangs- oder Auswahl-Taktimpuls auf einer Leitung 242 beginnen kann, die dem Laden des Schlaflängenworts und dem Start-eines-Zeitschlitzes-Signals auf der Leitung 247 folgt. Wenn ein Zustand vollständiger Zählung erzielt wird, löst die Zähler-Endzählung einen Flipflop 213 des D-Typs aus; und sein verkehrtes Ausgangssignal wird durch ein ODER-Gatter 216 an einen Eingang eines UND-Gatters 217 geleitet. Das verkehrte Ausgangssignal des Flipflop 213 wird auch rückgesendet, um das UND-Gatter 211 zu betätigen, das durch ein Einschalt-Rücksetzsignal auf einer Leitung 222 von einem DSP-gesteuerten ASIC-Register freigeschaltet wurde, um die Flipflops 203, 206, 207 und 208 rückzusetzen.

Bevor der DSP 19 in den Schlafmodus geht, liefert er auch ein Lade-Freischalt-Signal auf einer Leitung 243 und ein 3-Bit-Wort an den Schaltungen 244 und 245 an ein 3-Bit-Unterbrechungs-Steuerregister 218. Dieses Wort und zwei ODER-Gatter 216 und 219 und das UND-Gatter 217 kooperieren zum Auswählen einer oder mehrerer oder keiner Aufwach-Zeitgeberunterbrechung und einer Auflege-Status-Unterbrechung. Die durch die drei Bits im Register 218 repräsentierte Information enthält eine Freischaltung für eine Aufwachunterbrechung (ENA_WAKEUP_NMI_N), eine Freischaltung für eine Abheben-Erfasst-Unterbrechung (ENA_OFF_HOOK_NMI_N) und ein Bit, das festlegt, ob ein Auflege-Status-Signal an einer Leitung 224 von der SLIC-Ausgangsleitung 69 über den DSP-ASIC 20, z.B. wenn der DSP schläft, invertiert werden soll oder nicht. Diese Invertierungsfähigkeit erlaubt die Verwendung invertierter oder nicht invertierter SLIC-Ausgangssignale in flexibler Weise dahingehend, das verschiedene SLIC-Schaltungen verwendet werden können, und bietet außerdem die Flexibilität, eine Auflege-Status-Unterbrechung in Reaktion auf entweder den Abgehoben- oder den Aufgelegt-Zustand des Teilnehmer-Telefongeräts erzeugen zu können. Das Freischaltung-Aufwachen-Unterbrechungssignal wird durch das ODER-Gatter 216 an den zuvor erwähnten Eingang des UND-Gatters 217 geleitet. Das Freischaltungs-Abgehoben-Unterbrechungssignal wird durch ein ODER-Gatter 219 an einen anderen Eingang des UND-Gatters 217 geleitet. Das Abhebestatussignal von der Leitung 224 wird an einen Eingang eines Exklusiv-ODER-Gatters 230 zusammen mit dem Umkehr-Steuerbit vom Register 218 angelegt. Dieses Auflegestatussignal wird auch direkt als ein Ausgangssignal der Schaltung von 9 angelegt und geht von hier direkt an ein DDF-ASIC-20-Statusregister, das vom DSP 19 lesbar ist. Das Ausgangssignal des Gatters 230 wird durch eine Entprellschaltung 221 sowohl direkt an einen Ausgang 225 der Schaltung von 9 und über ein ODER-Gatter 219 an das Gatter 217 geleitet. Die Entprellschaltung 221 empfängt auf der Leitung 236 ein Taktsignal mit einer Periode (zur Veranschaulichung 1,5 ms), die mit dem vorübergehenden Prellintervall des Signals vom Gatter 220 vergleichbar ist. Das Ausgangssignal des Gatters 217 ist das Aufwach-Unterbrechungssignal, und es wird zurück an den DSP 19 über die Schaltung 52 von 1 angelegt. Ein wahres Ausgangssignal des Flipflop 207 wird als ein Schlafstatusindikator auf einer Leitung 246 geliefert, das zum Lesen durch den DSP 19 zur Verfügung steht, damit dieser erfahren kann, ob der Zähler 212 vielleicht zum Laden des Schlaflängenworts freigeschaltet wurde oder nicht. Das schon erwähnte Einschalt-Rücksetzsignal auf der Leitung 222 schaltet das Gatter 211 frei und setzt das Register 218, den Zähler 212 und den Flipflop 213 zurück.

10 ist ein Teil der Steuerlogikschaltungen 32 und ist eine Schaltung sowohl zum Erzeugen hochfrequenter als auch niederfrequenter Signale zum Steuern einer programmierbaren Rufschaltung in 11 und zum Ein- bzw. Ausschalten (off) dieser hochfrequenten und niederfrequenten Signale, wie von einer Basisstation angewiesen, in den Ruf-Funktionsschleifen in 6. Das heißt, dass die Basisstation anweist, wann das Rufen anfangen sollte; und sie weist weiter die Ruf-Ein- und Ruf-Aus-Kadenz an, zur Veranschaulichung die schon erwähnte Zwei-Sekunden-Ein-Vier-Sekunden-Aus-Kadenz. Der DSP 19 weist dann die Steuerlogikschaltungen 32 an, wann sie ihr RINGENA-Signal für den jeweiligen Zwei-Sekunden-Ein-Teil dieser Kadenz einschalten soll, um die Schaltungskomponenten von 10 zu steuern, wie nun beschrieben wird.

Zur Veranschaulichung empfängt ein 12-Bit-Register 231 ein Ladesignal auf einer Leitung 227 und einen Ladewert auf einer 12-Bit-Schaltung 228, beide vom DSP 19. Wenn ein 12-Bit-Zähler 234 durch eine Rückkopplung seines Ausgangssignals an einen Ladeeingang und durch ein Freischaltungs-Eingangssignal von einer durch 32 teilenden Schaltung 249 freigeschaltet wird, tastet es den Wert des Ausgangs des Registers 231 ab. Der Wert im Register 231 bestimmt teilweise die gewünschte letztendliche Ruffrequenz. Dieser Wert wird zur Veranschaulichung wie folgt bestimmt: Ladewert = 4096 – n, wobei N = 2500/(2·Ruffrequenz).

Zum Beispiel zum Erzeugen einer Ruffrequenz von 20 Hz: n = 2500/(2·20) = 62,5 Ladewert = 4096 – 62,5 = 4033,5

Der Zähler 234 zählt nach einer solchen Freischaltung vom Ladewert aufwärts. Taktsignale, die in einer noch zu beschreibenden Weise bestimmt werden, betätigen sowohl den Zähler 234 als auch den Flipflop 237 des D-Typs, der an seinem Dateneingang das Zähler-End-Zähl-Ausgangssignal abtastet. Eine durch zwei teilende Schaltung 238 teilt das Ausgangssignal der Flipflop-Schaltung 237 auf die gewünschte Ruffrequenz herunter. Das Ausgangssignal vom Zähler 238 wird an einen Eingang eines UND-Gatters 239 angelegt.

Ein Taktsignal mit einer vom DSP-programmauswählbaren hohen Steuerfrequenz für die Rufschaltung in 11 wird von den Taktsignalen geliefert, in den Steuerlogikschaltungen 32 in 1A auf einer Leitung 240 abgeleitet. Dieses Taktsignal hat vorteilhafterweise eine Frequenz, die um ungefähr drei Größenordnungen höher ist als die Rufsignalfrequenz im Ausgang des Teilers 238. In einem veranschaulichenden Beispiel war die Taktfrequenz auf der Leitung 240 fünf Volt bei 80 Kilohertz (kHz), während die Rufsignalfrequenz, die vom Teiler 238 ausgegeben wurde, 5 Volt bei ungefähr 20 Hertz war.

Das Taktsignal aus der Leitung 240 wird an einen Taktzähler 234 angelegt, und es wird ebenfalls an Eingänge einer durch 32 teilenden Schaltung 249 und an ein UND-Gatter 248 angelegt. Der Zähler 234 wird zum Zählen 1/32 der Zeit, d.h. bei 2500 Hz, durch das Ausgangssignal der durch 32 teilenden Schaltung 249 freigeschaltet. Der 80-kHz-Takt taktet auch den Flipflop 237 zum Synchronisieren des End-Zähl-Ausgangssignals des Zählers 234. Ein RINGENA-Signal vom DSP-gesteuerten ASIC-Register schaltet die UND-Gatter 248 und 239 so frei, dass jedes Gatter sein 80 kHz- bzw. 20 Hz-Ausgangssignal in Bursts erzeugt, die mit der Rufkadenzfrequenz auftreten.

Auf diese Weise hat das vom Ausgang des Gatters 239 ausgegebene niederfrequente Rufsignal eine Frequenz, die vom DSP-Programm in Abhängigkeit sowohl von lokalen Anforderungen, wo die Teilnehmereinheit zu installieren ist, als auch durch die an die Leitung 240 angelegte Taktfrequenz bestimmt wird.

11 veranschaulicht die Rufschaltung 58. Der Zweck dieser Schaltung ist das Empfangen zweier Signale mit programmierbarer Frequenz, eines Rufsteuersignals und eines Ruffrequenzsignals, mit dem Logiksignalpegel (z.B. 5 Volt) und das Entwickeln aus ihnen eines relativ hochgespannten (z.B. 100 Volt) Wechselstrom-Rufsignals. Ein hochfrequentes Rufsteuersignal mit niedriger Spannung (z.B. 80 kHz bei 5 Volt) (vom Gatter 248 in 10) wird an den Eingang eines Operationsverstärkers 251 geleitet, wo die Signalleistung erhöht wird. Der Verstärker 251 verbraucht wesentlich mehr Leistung, wenn er vom Eingangssignal der Leitung 70 mit 80 kHz getrieben wird, als er das tut, wenn das Signal vom RINGENA-Signal in 10 gesperrt wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird über einen Kondensator 252 als ein bipolares Niederspannungssignal an eine Klemme der Primärwicklung eines Hochfrequenz-Hochtransformators 253 wechselstromgekoppelt, dessen andere Klemme geerdet ist. Die Verwendung eines Hochfrequenzsignals und eines Transformators ergibt einen günstigen geringen Platzbedarf ("Footprint") für die Rufschaltung. Der Transformator 253 transformiert vorteilhafterweise das Signal in seiner Amplitude um einen Faktor von ungefähr 20 nach oben, und die Sekundärwicklungsspannung wird mit einer negativen Spannung aus einer Versorgung 256, wie zum Beispiel dem -48-Volt-Pegel des Ausgangssignals der Wandler 9, überlagert. Eine Klemme der Sekundärwicklung ist mit diesem -48-Volt-Punkt verbunden; und die andere ist mit separaten, entgegengesetzt gepolten Gleichrichterdioden 257 und 258 verbunden. Die Dioden sind über eine oder zwei lichtleitende Diodenschalter, einen normalerweise offenen Schalter 259 bzw. einen normalerweise geschlossenen Schalter 260 separat mit der Rufleitung (Widerstand 63 in 1A) und dann mit dem Teilnehmertelefongerät verbunden. Die Leuchtdioden der Schalter 259 und 260 sind getrennt in Reihe mit einem Widerstand 261 und einem PNP-Transistor 262-Kollektor-Emitter-Pfad zwischen einer positiven Spannungsquelle 263 und der Erde geschaltet. Das Rufsignal vom Gate 239 in 10 wird über einen Widerstand 266 an den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 262 angelegt. Wenn das Rufsignal niedrig ist, ist der Transistor 262 nicht leitend, der Schalter 260 ist in seinem normalen geschlossenen Zustand und die Diode 258 leitet. Wenn das Rufsignal hoch ist, ist der Transistor 262 leitend, der Schalter 259 ist beleuchtet und schließt, der Schalter 260 ist beleuchtet und öffnet, und die Diode 257 leitet.

Ein Kondensator 268 ist zwischen die negative Spannungsquelle 256 und die Rufleitung geschaltet, um als ein Tiefpass-Glättungsfilter zu wirken, so dass die 80-kHz-Frequenz-Komponente parallel zum Transformator 263 rückgeleitet wird. Ein Widerstand 267 ist so angeschlossen, dass er als Ableitwiderstand für den Kondensator dient. Da die A-Ader der Teilnehmerschleife in 1A geerdet ist, erscheint an der Teilnehmerschleife ein im Wesentlichen rechteckiges Rufsignal mit der Frequenz, mit welcher der Transistor 262 durch das Rufsignal von 10 geschaltet wird, und einer Amplitude, die vom Verstärker 251 und vom Transformator 253 erzeugt wird. In einer Ausführungsform erzeugte ein an den Verstärker 251 angelegtes 80-kHz-5-Volt-Signal und ein 20-Hz-5-Volt-Signal, das in den Transistor 262 angelegt wurde, ein 20-Hz-100-Volt-Wechselstrom-Rufsignal an der die Rufleitung in 11 enthaltenden Schleife.

Die Rufsignal-Ausgangsfrequenz ist programmierbar, da sie durch ein Ändern des vom DSP 19 in 1B an das Register 231 in 10 gelieferten Lastwerts verändert werden kann. Die Rufkadenz folgt dem Format, das in das RINGENA-Signal von 10 programmiert wurde. Die Rufsteuersignalfrequenz braucht nur so hoch zu sein, dass ein effizienter Betrieb des Hochfrequenztransformators 253 ermöglicht wird. Da das Rufsteuersignal durch das RINGENA-Signal ein- bzw. ausgeschaltet (on/off) wird, wie im Zusammenhang mit 10 beschrieben, wird der Verstärker 251 während jedes Aus-Teils der Rufkadenz aufgrund der Abwesenheit eines Eingangssignals in diesem Intervall abgeschaltet.

Ein System und ein Verfahren zum Einsparen von Betriebsleistung in einer Teilnehmereinheit zum Vorsehen einer Kommunikation über eine Funkverbindung zwischen einem Teilnehmertelefongerät und einer Basisstation wurde beschrieben, die vorteilhafterweise an das öffentliche Telefonnetz angeschlossen ist. Die Einsparung wird auf verschiedene Weisen erzielt, von denen eine darin besteht, dass für jeden Zeitschlitz eines TDMA-Rahmens in jedem Zustand des Teilnehmereinheitsbetriebs ausgewählte Teilnehmereinheits-Schaltungskomponenten, die zur Signalverarbeitung in diesem Zeitschlitz nicht benötigt werden, definiert werden und diese Schaltungskomponenten während jedes Auftretens dieses Zeitschlitzes und Betriebszustands abgeschaltet werden. Das Abschalten wird auf verschiedene Weisen erzielt, einschließlich einer, bei der die Schaltungsleistungsversorgung tatsächlich ein- und ausgeschaltet (on/off) wird, oder für CMOS-Schaltungskomponenten, indem ihr Taktversorgungssignal oder ihr Eingangsversorgungssignal gesteuert wird oder indem ein Schaltungskomponentenauswahlsignal entfernt wird oder indem das Eingangssignal an eine Schaltungskomponente verringert wird, die wesentliche Leistung aufnimmt, wenn das Eingangssignal hoch ist. Zusätzlich werden ausgewählte Betriebsfunktionen, die durch eine relativ hohe Leistung verbrauchende Schaltungskomponenten ausgeführt werden, auf eine relativ niedrige Leistung verbrauchende Schaltungskomponenten verschoben, damit den eine hohe Leistung verbrauchenden Schaltungskomponenten eine bessere Möglichkeit gegeben wird, abgeschaltet zu werden.

Auch wenn die Erfindung anhand einer bestimmten Ausführungsform dargestellt wurde, werden dem Fachmann auch andere Ausführungsformen und Modifikationen ersichtlich sein.