Die Erfindung betrifft einen Sender für ein optisches RZ-DPSK-Kommunikationssignal. Solche Sender werden für die Übertragung von Kommunikationssignalen mit einer hohen Datenübertragungsgeschwindigkeit auf Lichtwellenleitern verwendet. Optische Sender zum Generieren von Signalen, die durch Phasenverschiebung verschlüsselt werden, umfassen im Allgemeinen einen Laser zum Generieren eines schmalbandigen optischen Trägersignals und einen Modulator, der das optische Trägersignal vom Laser empfängt und Phasenverschiebungen auf diesem basierend auf einem angelegten Signal verschlüsselt, in dem Informationen verschlüsselt sind. Die Intensität des Trägersignals nach seinem Durchlauf durch den Phasenmodulator wird durch die Modulation nicht modifiziert. Eine Verbesserung der Übertragungsqualität, d.h. eine Verbesserung der Fehlerrate und/oder ein erhöhter Bereich der Übertragung mit unveränderter Signalleistung kann durch Aufzwingen einer RZ-Oberwelle auf ein solches Signal erhalten werden, so dass die Symbole des gesendeten Signals voneinander durch ein Zeitintervall getrennt werden, in dem die Intensität des gesendeten Signals Null wird.

Optische Sender des bisherigen Stands der Technik für ein durch Phasenverschiebung verschlüsseltes RZ-Signal weisen im Allgemeinen die Struktur auf, die in 1A schematisch gezeigt ist. Ein Laser 1 arbeitet als ein Ursprung für eine Trägerwelle mit konstanter Leistung, die durch einen Phasenmodulator 2 geführt wird, wo die Phasenverschiebungen, welche Informations-Bits einer Binärzahl entsprechen, normalerweise unter Verwendung eines elektrischen Kommunikationssignals DATA darauf verschlüsselt werden, das dem Phasenmodulator zugeführt wird. Der Phasenmodulator 2 umfasst einen Wellenleiter-Abschnitt aus einem doppelbrechendem Material, wie beispielsweise Lithiumniobat, dessen Brechungsindex sich unter dem Einfluss einer Elektrode ändert, der das elektrische Kommunikationssignal DATA zugeführt wird, und welcher daher zwei verschiedene Pegel einer optischen Weglänge gemäß dem Pegel des daran angelegten Kommunikationssignals annehmen kann. Das Ausgangssignal M des Phasenmodulators weist eine konstante Leistung auf und wird aus einer Reihe von Abschnitten gebildet, die zwei verschiedene Werte der Phasenverschiebung in Bezug auf die vom Laser 1 bereitgestellte Trägerwelle annehmen können, die in der grafischen Darstellung des Signals M in 1A jeweils als schraffierte und nicht-schraffierte Abschnitte dargestellt sind. Die verschiedenen Phasenverschiebungen entsprechen diametrisch entgegengesetzten Punkten in einem in 1A gezeigten Konstellationsdiagramm. Der Übergang zwischen zwei Abschnitten mit unterschiedlicher Phase erfolgt nicht unmittelbar, sondern erfordert ein kurzes Zeitintervall, in welchem sich die Phase des Ausgangssignals M des Modulators 2 kontinuierlich ändert. Das heißt, in diesen Zeiten bewegt sich der Zustand des modulierten Signals M in dem Konstellationsdiagramm auf einem Einheitskreis, auf dem sich die zwei einem Symbol entsprechenden Phasenzustände befinden.

Um Übergangszeiten von unbestimmter Phase im Signal M zu unterdrücken, weist der Phasenmodulator 2 einen an seinen Ausgang angeschlossenen Intensitätsmodulator 3 auf, dem ein Taktsignal CLK zugeführt wird, dessen Frequenz der Bitfrequenz des Kommunikationssignals DATA entspricht. Der Intensitätsmodulator 3 stellt ein Übertragungssignal T bereit, das auf einem Wellenleiter in Form einer Reihe von Impulsen ausgegeben werden soll, die durch Zeitintervalle mit Null-Intensität getrennt sind und die zwei Phasenzustände aufweisen können, wobei die Phasen um 180° verschoben sind.

In einer anderen bekannten Ausführungsform eines optischen Senders für ein RZ-DPSK-Kommunikationssignal wird der Phasenmodulator 2 durch ein Interferometer 4 ersetzt, in welchem wenigstens einer seiner zwei Arme eine optische Weglänge aufweist, die durch das Kommunikationssignal S modifiziert werden kann. Das Ausgangssignal des Interferometers, das erhalten wird, indem die auf den zwei Armen des Interferometers übertragenen Teilsignale einander überlagert werden, kann gemäß dem Betrag der Weglängendifferenz zwischen den zwei Armen verschiedene Amplituden annehmen, aber es weist jederzeit nur zwei mögliche Phasenwerte auf, einschließlich Übergangsphasen zwischen zwei Symbolen. Das Ausgangssignal des Interferometers 4 weist daher keine konstante Oberwelle auf, sondern die Leistung des modulierten Signals M durchquert bei jedem Phasenwechsel ein Minimum. Um ein RZ-Signal aus dem Ausgangssignal des Interferometers 4 zu bilden, wird Letzteres herkömmlicherweise durch einen Intensitätsmodulator 3 geleitet, welchem wie dem Phasenmodulator 2 in 1A der Takt CLK des Kommunikationssignals DATA zugeführt wird.

Die zwei bekannten Auslegungen eines RZ-DPSK-Senders erfordern daher zwei optische Modulatoren, welche teuer sind und eine Menge Platz auf einer Platine brauchen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Sender für ein optisches RZ-DPSK-Kommunikationssignal bereitzustellen, welches in der Fertigung wirtschaftlich ist und wenig Platz auf einer Platine braucht.

Die Aufgabe wird durch einen Sender erfüllt, der die Merkmale von Anspruch 1 aufweist.

Der elektro-optische Intensitätsmodulator gemäß der vorliegenden Erfindung muss wenigstens ein Element umfassen, dessen optische Weglänge so ausgelegt ist, dass sie durch das Treibersignal modifiziert wird, um nicht nur eine Intensitätsänderung bei konstanter Phase des optischen Trägersignals, das mit dem Kommunikationssignal moduliert wird, sondern auch einen Null-Übergang der Intensität, der von einer Phasenumkehrung begleitet wird, zu generieren. Ein solcher elektro-optischer Modulator kann in einer bekannten Weise ausgebildet sein, wie beispielsweise ein Interferometer, in welchem wenigstens ein Arm eine optische Weglänge aufweist, die so ausgelegt ist, dass sie durch das Treibersignal gesteuert wird, aber es ist auch denkbar, einen Faraday-Phasendreher, an den das Treibersignal angelegt wird, in Kombination mit einem anschließenden linearen Polarisator einzusetzen.

Um die Wiederherstellung des Kommunikationssignals aus dem durch den Sender bereitgestellten Ausgangssignal auf einer Empfängerseite zu vereinfachen, umfasst die Treiberschaltung des Senders vorzugsweise eine Differenzschaltung, die ein Signal zuführt, das im Folgenden als ein vorcodiertes Signal bezeichnet wird, welches für die Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Bits des elektrischen Kommunikationssignals repräsentativ ist, und von dem das an den Intensitätsmodulator angelegte Treibersignal abgeleitet wird.

Diese Differenzschaltung kann einfach aus einem EXKLUSIV-ODER-Glied und einer bistabilen Kippschaltung ausgebildet werden.

Die Signalverarbeitungsschaltung kann einfach und zweckmäßig mit vier Paaren von Schaltern ausgebildet werden, von denen jedes einen ersten und einen zweiten Haupt-Port und einen Steuer-Port aufweist, wobei in jedem Paar die ersten Haupt-Ports der Schalter miteinander verbunden sind und den Steuer-Ports der Schalter wechselseitig invertierte Eingangssignale zugeführt werden, wobei in einem ersten und einem zweiten Paar die zweiten Haupt-Ports mit zwei Ausgängen der Treiberschaltung verbunden sind, und in einem dritten und vierten Paar einer der zwei Haupt-Ports mit einem der zwei Ausgänge verbunden ist, und der andere zweite Haupt-Port jeweils mit einem ersten Haupt-Port des ersten und zweiten Paars verbunden ist. In einer solchen Schalteranordnung kann das Eingangssignal des ersten und des zweiten Schalterpaars ein Taktsignal sein, und das Eingangssignal des dritten und des vierten Schalterpaars kann das vorcodierte Signal sein; umgekehrt kann das Eingangssignal des ersten und des zweiten Schalterpaars das vorcodierte Signal sein, und das Eingangssignal des dritten und des vierten Schalterpaars kann ein Taktsignal sein.

Um eine optimale Reichweite des durch den Sender generierten Kommunikationssignals und/oder ein optimales Signal-Rauschleistungs-Verhältnis bei einem Empfänger dieses Kommunikationssignals zu erzielen, ist es wünschenswert, Mittel zum Verändern des Arbeitszyklus des Kommunikationssignals zu haben, die eine Optimierung des Arbeitszyklus für eine bestimmte Anwendung ermöglichen. Solche Mittel können z.B. durch eine monostabile Kippschaltung gebildet werden, deren Haltezeit im instabilen Zustand steuerbar ist.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus Beispielen aus der folgenden Beschreibung der Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Anhang offenkundig.

1A und 1B, die bereits erörtert wurden, sind Blockschaltbilder von herkömmlichen RZ-DPSK-Sendern und Konstellationsdiagramme davon;

2 ist ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Senders;

3 zeigt schematisch die Struktur des Interferometers von 2;

4 ist ein beispielhaftes Schaltbild der Treiberschaltung von 2;

5 ist ein alternatives Schaltbild der Treiberschaltung von 2; und

6 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers, der zum Sender von 2 komplementär ist.

Der in 2 gezeigte optische Sender der Erfindung umfasst eine Treiberschaltung 6, welche aus einem ankommenden elektrischen Zwei-Pegel-Kommunikationssignal DATA ein vorcodiertes Signal erzeugt, dessen Bits der Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Bits des Kommunikationssignals DATA entsprechen. Durch Einfügen von Zeitintervallen mit Null-Pegel zwischen die Bits des vorcodierten Signals D wird ein RZ-vorcodiertes Signal erhalten, welches von der Treiberschaltung 6 als ein Treibersignal T an den Modulationseingang eines Interferometers 4 ausgegeben wird. An einen optischen Eingang des Interferometers 4 ist ein Laser 1 angeschlossen, der einen Ursprung für eine monochrome optische Trägerwelle mit konstanter Leistung bildet, auf welcher das Treibersignal T moduliert werden soll.

3 zeigt schematisch die Struktur eines Interferometers 4 des Typs Mach-Zender. Zwei parallele Wellenleiter-Verzweigungen 7, 8 verbinden den optischen Eingang 9 mit einem optischen Ausgang 10. Jede Verzweigung 7, 8 enthält eine Pockels-Zelle 11, 12 in Form eines optischen Wellenleiterabschnitts aus einem Material wie beispielsweise Lithiumniobat, dessen Brechungsindex für die Polarisierung der Trägerwelle veränderbar ist, die dem optischen Eingang 9 unter dem Einfluss eines elektrischen Felds zugeführt wird, das durch eine an die Elektroden 13 angelegte Spannung generiert wird. Eine der zwei Elektroden 13 jeder Pockels-Zelle ist geerdet, und der anderen wird eine Gleichstromspannung BIAS zugeführt, welche so gewählt ist, dass die optische Weglänge der zwei Verzweigungen 7, 8 sich um &lgr;/2 unterscheidet, wobei &lgr; die Wellenlänge der vom Laser 1 bereitgestellten Trägerwelle ist, und sie ist in einer nicht an Gleichstrom gekoppelten Weise mit einer der zwei Leiterbahnen 14a, 14b verbunden, die einen symmetrischen Eingang für das Treibersignal T bilden. Die Amplitude der Impulse des Treibersignals T ist so gewählt, dass die Impulse eine Änderung der optischen Weglänge von &lgr;/2 in der Pockels-Zelle 11, 12 verursachen, an die sie angelegt sind. Wenn das Treibersignal T einen Null-Pegel aufweist, wirken die auf verschiedenen Verzweigungen 7, 8 übertragenen Komponenten des Trägersignals am Ausgang 10 destruktiv aufeinander ein, so dass keine optische Leistung übertragen wird. Wenn ein Impuls des Treibersignals T vorhanden ist, wirken die zwei Komponenten konstruktiv aufeinander ein, ein Übertragungssignal X wird am Ausgang 10 bereitgestellt, welches abhängig davon, an welche der zwei Leiterbahnen 14a, 14b der Impuls angelegt ist, entgegensetzte Phasen annimmt.

Ein Beispiel für eine Struktur der Treiberschaltung 6 ist in 4 gezeigt. Das Kommunikationssignal DATA, von dem angenommen wird, dass es zuerst asymmetrisch ist, wird an einen Eingang eines EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 angelegt. Symmetrische Ausgänge des EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 sind mit symmetrischen Eingängen D, D einer D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden. Die Takteingänge C, C sind mit einem symmetrischen Taktsignal CLK verbunden. Die D bistabile Kippschaltung 18 weist symmetrische Datenausgänge Q, Q auf, deren invertierender Ausgang zum zweiten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 rückgekoppelt wird. Damit bildet das EXKLUSIV-ODER-Glied die (vorzeichenlose) Differenz zwischen einem vorhandenen Bit des Kommunikationssignals DATA und einem Bit, das in der D bistabilen Kippschaltung 18 gespeichert ist und an deren Ausgangs-Port Q ausgegeben wird. Die Bitwert-Ausgabe am Ausgangs-Port Q ist daher während einer Bitperiode immer Null, wenn in der vorherigen Bitperiode das Bit am Ausgangs-Port Q und das Bit des Kommunikationssignals DATA unterschiedlich waren, und ist Eins, wenn sie gleich waren.

Die Daten- und Takt-Ausgangs-Ports Q, Q , C, C der D bistabilen Kippschaltung 18 sind mit einem Netz von vier Paaren von Transistoren T1 bis T8 verbunden. Die Emitter jedes Paars sind direkt miteinander verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren T1, T2 des ersten Paars sind jeweils mit den Ausgangs-Ports Q, Q der D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden, genau wie diejenigen der Transistoren T3, T4 des zweiten Paars. Desgleichen sind die Basisanschlüsse der Transistoren T5, T7 und T8, T6 des dritten und des vierten Paars jeweils mit dem Taktsignal C und dem invertierten Taktsignal C verbunden. Die Kollektoren der Transistoren T5, T6 sind mit der ersten der Leiterbahnen 14, die den Ausgang der Treiberschaltung bilden, und mit Masse über einen Widerstand R1 verbunden; desgleichen sind die Kollektoren der Transistoren T8, T7 mit der zweiten Leiterbahn 14 und mit Masse über einen Widerstand R2 verbunden. Die Emitter des vierten Paars T6, T8 sind mit dem Kollektor von T2, diejenigen des dritten Paars T5, T7 mit dem Kollektor von T3 verbunden. Die Emitter des ersten und des zweiten Paars sind mit einer Versorgungsspannung jeweils über die Transistoren T9, T10, die während des Übertragungsvorgangs offen sind, und die Widerstände R9, R10 verbunden.

Das Schalternetz kann vier verschiedene Eingangszustände aufweisen, und zwar Q = C = 0; Q = 0, C = 1; Q = 1, C = 0 und Q = C = 1. Im ersten dieser Zustände sind die Transistoren T1, T9, T5, T3, T10 offen, und beide Leiterbahnen 14a, 14b sind über diese Transistoren und die Widerstände R9, R10 mit der Versorgungsspannung verbunden, so dass sie sich auf gleichem Pegel befinden, welcher einem symmetrischen Ausgangssignal von Null entspricht. Im Zustand Q = 0, C = 1 sind die Transistoren T1, T9, T7, T3 T10 offen, so dass die Leiterbahn 14a an der Versorgungsspannung anliegt. Gleichzeitig sperren die Transistoren T6, T5, T4, so dass die Leiterbahn 14b durch R2 geerdet wird. Im Zustand Q = 1, C = 0 sind beide Leiterbahnen 14a, 14b jeweils über die Transistoren T8, T2, T9 und T4, T10 mit der Versorgungsspannung verbunden, so dass das Ausgangssignal wiederum Null ist. Im Zustand Q = C = 1 sind die Transistoren T6, T2, T9 und T4, T10 jeweils offen, so dass die Leiterbahn 14b an der Versorgungsspannung anliegt, wogegen T8, T1 und T3 sperren, so dass die Leiterbahn 14a geerdet wird. Wie problemlos ersichtlich ist, stellt das Netz von Transistoren T1 bis T10 immer einen Null-Pegel bereit, wenn das Taktsignal C = 0 ist; und wenn das Taktsignal C = 1 ist, tritt gemäß dem Wert des Datensignals Q entweder an der Leiterbahn 14a oder 14b ein Impuls auf. Damit wird das Treibersignal T erhalten. Das von diesem Treibersignal angetriebene Interferometer 4 stellt damit das Übertragungssignal X bereit, das in 2 schematisch in Form einer Impulsfolge gezeigt ist, deren Impulse durch Zeitintervalle mit einer Signalintensität von Null getrennt sind, und in welcher die Phase des Trägersignals zwei verschiedene Werte annehmen kann, die in der Figur durch die schraffierten und nicht-schraffierten Impulse dargestellt sind.

Gemäß einer verbesserten Ausführungsform kann eine monostabile Kippschaltung 19 in die Taktsignalleitungen Q, Q vor, oder wie in der Figur durch ein gestricheltes Rechteck angegeben, nach der bistabilen Kippschaltung 18 eingefügt werden, deren Haltezeit im instabilen Zustand steuerbar und kürzer als die Periode des Taktsignals ist. Indem eine solche monostabile Kippschaltung symmetrisch auf die Signale Q, Q einwirkt, kann der Arbeitszyklus des Übertragungssignals, d.h. das Verhältnis zwischen der Dauer der Impulse und derjenigen der Periode des Übertragungssignals gesteuert werden.

Um sicherzustellen, dass die Spannungspegel des Treibersignals T, welche die erforderliche Verzögerung von &lgr;/2 an den Pockels-Zellen 11, 12 bereitstellen, kann ein Verstärker 15zwischen der Treiberschaltung 6 und dem Interferometer 4 eingefügt werden, wie in 2 gezeigt.

5 zeigt ein zweites Beispiel einer Treiberschaltung für einen erfindungsgemäßen Sender. Die Komponenten 17, 18, 19, T9, T10, R1, R2, R9, R10 sind mit denjenigen von 4 hinsichtlich Anordnung und Funktion identisch und werden nicht nochmals beschrieben. Die Daten- und Taktausgangs-Ports Q, Q , C, C der D bistabilen Kippschaltung 18 sind mit einem Netz von vier Paaren von Transistoren T1 bis T8 verbunden. Die Emitter jedes Paars T1, T2; T3, T4; T5, T7 und T6, T8 sind jeweils direkt miteinander verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren T1, T2 des ersten Paars sind jeweils mit dem Taktsignal C, C verbunden. Desgleichen sind die Basisanschlüsse der Transistoren T3, T4; T5, T7 und T8, T6 des zweiten, des dritten und des vierten Paars jeweils mit dem Ausgang Q, Q der D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren T4, T5, T6 sind mit einer ersten der Leiterbahnen 14, die den Ausgang der Treiberschaltung bilden, und mit Masse über einen Widerstand R1 verbunden; desgleichen sind die Kollektoren der Transistoren T3, T8, T7 mit der zweiten Leiterbahn 14 und mit Masse über einen Widerstand R2 verbunden. Die Emitter des Paars T2, T6, T8 sind mit dem Kollektor von T2, diejenigen des Paars T5, T7 mit dem Kollektor von T1, und diejenigen des Paars T3, T4 mit der Versorgungsspannung über den Transistor T10 und den Widerstand R10 verbunden. Die Emitter des ersten Paars T1, T2 sind mit der Versorgungsspannung über den Transistor T9 und den Widerstand R9 verbunden. Im Übertragungsvorgang sind beide Transistoren T9, T10 offen.

In dem ersten der vier verschiedene Eingangszustände Q = C = 0; Q = 0, C = 1; Q = 1, C = 0 und Q = C = 1 des Schalternetzes sind die Transistoren T1, T3, T5, T8 offen, und die zwei Leiterbahnen 14a, 14b sind über diese Transistoren T9, T10 und die Widerstände R9, R10 mit der Versorgungsspannung verbunden, so dass ein Null-Ausgangssignal generiert wird. Im Zustand Q = 0, C = 1 sind die Transistoren T2, T3, T5, T8 offen, so dass die Leiterbahn 14a an der Versorgungsspannung anliegt. Gleichzeitig sperren die Transistoren T1, T4, T6, T7, so dass die Leiterbahn 14b durch R2 geerdet wird. Im Zustand Q = 1, C = 0 sind T1, T4, T6, T7 offen, so dass beide Leiterbahnen 14a, 14b mit der Versorgungsspannung verbunden sind und wiederum ein Null-Ausgangssignal generiert wird. Im Zustand Q = C = 1 sind die Transistoren T2, T4, T6, T7 offen, so dass die Leiterbahn 14b an der Versorgungsspannung anliegt, und die Leiterbahn 14a geerdet wird. Das Verhalten der Treiberschaltung von 5 unterscheidet sich nicht von demjenigen der Schaltung von 4.

In einem Empfänger, wie schematisch in 6 dargestellt, wird das Kommunikationssignal DATA aus dem Übertragungssignal X wiederhergestellt. Zu diesem Zweck wird Letzteres auf zwei Fasern 21a, 21b an einem Richtungskoppler 20 aufgeteilt, und das Signal in Faser 21b wird in Bezug auf dasjenige der Faser 21a um eine Bitperiode verzögert. Abhängig davon, ob die Phasen von zwei aufeinander folgenden Impulsen des empfangenen Signals X gleich oder entgegengesetzt sind, tritt eine konstruktive oder destruktive Interferenz an einem Fotodetektor 23 stromabwärts des zweiten Richtungskopplers 22 auf. Der Fotodetektor 23 stellt ein gepulstes Ausgangssignal bereit, dessen Pegel gleich denjenigen des Signals DATA sind.