Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Signalübertragungsschaltungsanordnung und insbesondere auf eine Schaltungsanordnung zum Übertragen einzelner Signale von einem Array von Photoempfängern zu einer Rechenschaltungsanordnung.

Eine genaue Bestimmung des Wegs einer Vorrichtung über eine Oberfläche ist bei einer Vielzahl von Anwendungen wichtig. Falls beispielsweise eine wahrheitsgetreue Darstellung eines Bildes eines abgetasteten Originals erfasst werden soll, muss es exakte Informationen über den Verlauf der Abtastvorrichtung entlang dem Original geben. Typischerweise ist das erfasste Bild, das durch einen Scanner geliefert wird, ein Pixeldatenarray, das in einem digitalen Format in dem Speicher gespeichert ist. Ein verzerrungsfreies Bild erfordert eine wahrheitsgetreue Abbildung des ursprünglichen Bildes in das Pixeldatenarray.

Das U.S.-Patent Nr. 5,149,980 an Ertel u. a., das der Anmelderin der vorliegenden Erfindung übertragen ist, beschreibt die Verwendung einer Kreuzkorrelationsfunktion zum Bestimmen der relativen Bewegung zwischen einem Original und einem Array von Photoelementen in einer bestimmten Richtung. Das Patent merkt an, dass der eindimensionale Lösungsansatz erweitert werden kann, um den Vektor einer zweidimensionalen relativen Bewegung zwischen dem Original und dem Array zu bestimmen, um Verschiebung, Drehung und Skalieren in einer zweidimensionalen Ebene zu verfolgen.

Das Patent an Ertel u. a. beschreibt die Verwendung eines optischen Sensorarrays zum Sammeln einer Form von „Signatur" eines Originals. Die Signatur kann geliefert werden durch Beleuchten und Abbilden der Oberflächentextur oder einem anderen optischen Charakteristika des Originals. Die Lichtintensität variiert auf Pixel-um-Pixel-Basis mit Variationen bei der Oberflächentextur. Durch Kreuzkorrelieren von Bildern der Oberfläche des Originals kann eine relative Bewegung zwischen dem Array und dem Original sichergestellt werden.

Die JP-A-5,219,440 offenbart eine Schaltungsanordnung zum Übertragen von Signalen, die mehrere Signalerzeugungsschaltungen, von denen jede einen Ausgang aufweist; und mehrere Gleichsignalentfernungseinrichtungen zum entfernen von Raumfrequenzkomponenten von den Ausgängen aufweist, wobei jede der Gleichsignalentfernungseinrichtungen wirksam einer speziellen Schaltung zugeordnet ist und einen primären Eingang aufweist, der geschaltet ist, um ein interessierendes Signal von dem Ausgang der speziellen Schaltung zu empfangen, wobei jede Gleichsignalentfernungseinrichtung zumindest einen sekundären Ausgang umfasst, der geschaltet ist, um eine Signalausgabe von einer der Schaltungen in der Nähe der speziellen Schaltung zu empfangen, wobei jede Gleichsignalentfernungseinrichtung eine Differenzeinrichtung zum Liefern eines Ausgangssignals ansprechend auf Signaldifferenzen zwischen dem interessierenden Signal und den Signalausgaben, die an dem zumindest einen sekundären Ausgang empfangen werden, umfasst.

Auf einem anderen Gebiet beschreibt das US-Pat. Nr. 4,409,483 an Turley eine Vorrichtung, bei der Sensoren (Pixel) gepaart sind und die Sensorpaare mit einem Differenzverstärker zum Bestimmen der Differenz der Ausgangssignale von den zwei Sensoren verbunden sind. Die Vorrichtung überwindet das Problem eines Speicherns und Übertragens großer Signale von den Sensoren durch ein Übertragen lediglich der Differenzsignale.

Ein wesentliches Element des Entwurfs eines Systems, wie z. B. demjenigen, das durch Ertel u. a. beschrieben wird, ist die Schaltungsanordnung, die das Signal-/Rauschverhältnis jedes Photoelements bei einem ausreichend hohen Pegel beibehält, um die Signatur des Originals zuverlässig zu bestimmen. Falls das Signal die Differenz bei dem Reflektionsvermögen von Pixel zu Pixel als Folge leichter Variationen bei der Papiertextur von weißem Papier ist, können die Variationen beim Reflektionsvermögen etwa sechs Prozent betragen. Falls die Abtastratenziele und die Menge möglicher nachfolgender Signalmittelwertbildung berücksichtigt werden, müssen Rauschanteile in dem Signal geringer sein als das Sechs-Prozent-Papier-Reflektionsvermögen-Variationssignal, falls sinnvolle Informationen erhalten werden sollen.

Somit ist Rauschen ein Problem beim Verarbeiten von Signalen von Photoelementen in einem Photoempfängerarray. Ein weiteres Problem sind herstellungsinduzierte Variationen bei der Leistungsfähigkeit einer Verarbeitungsschaltungsanordnung. Operationen, die sich auf die Berechnungen der Unterschiede bei dem Reflektionsvermögen von einem Pixel zu einem anderen Pixel verlassen, sind fehleranfällig, falls elektrisch parallele Übertragungsschaltungen bei der Leistungsfähigkeit variieren. Idealerweise gibt es keine Pixel-zu-Pixelsignaldifferenzen auf Grund von Variationen bei der Signalübertragungsschaltungsleistungsfähigkeit, so dass Unterschiede zwischen Pixelsignalen lediglich Unterschieden bei dem Lichtempfang an den Photoelementen zuzuschreiben sind. Schaltungsvorrichtungen variieren jedoch bei der Leistungsfähigkeit, selbst wenn die Vorrichtungen durch den gleichen Herstellungsprozess gebildet sind.

Noch ein weiteres Problem umfasst das zuverlässige Erhalten sinnvoller Informationen bezüglich einer abgebildeten Oberfläche, wenn es bildbeeinträchtigende Betrachtungen gibt, die zwischen Pixeln in einer Nachbarschaft von Pixeln einheitlich sind, aber sich zwischen Pixelnachbarschaften unterscheiden. Beispielsweise kann eine Beleuchtungsoptik einheitliche Nachbarschaft-zu-Nachbarschaft-Schwankungen bei der Beleuchtung der Oberfläche, die abgebildet werden soll, erzeugen. Eine nicht-einheitliche Beleuchtung bewirkt Artefakte. Ein weiteres Beispiel einer einheitlichen lokalisierten Struktur ist eine, bei der ein Abschnitt des Photoelementarrays auf einen Oberflächenbereich gerichtet ist, der einen dunklen Hintergrund aufweist, während der Rest der Photoelemente auf einen nicht-schattierten Bereich der Oberfläche gerichtet ist.

Was benötigt wird, ist eine Übertragungsschaltungsanordnung für die Verbindung mit einer Photoempfängeranordnung, wobei die Schaltungsanordnung eine reduzierte Fehleranfälligkeit aufweist, die durch herstellungsinduzierte Variationen von Vorrichtungen und durch Mehrpixelstrukturen von Photoelementsignalerzeugung und/oder -verarbeitung bewirkt wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Schaltungsanordnung zum Übertragen von Signalen gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren zum Liefern einer Gleichstromentfernung gemäß Anspruch 6 geliefert.

Eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Übertragen von Signalen von einem Photoelementarray an Rechenschaltungen umfassen parallele Übertragungsverstärker, die regelmäßige Versatzkorrektur empfangen, um die Anfälligkeit von Signalverarbeitung für Unterschiede bei der Leistungsfähigkeit zwischen den Übertragungsverstärkern zu verringern. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltungsanordnung zum Übertragen von Signalen Raumfrequenzbandfilterverstarker, um die Effekte solcher Artefakte wie Multiphotoelementstrukturen des Lichtempfangs an dem Photoelementarray zu unterdrücken.

Bei der folgenden Erörterung wird der Begriff „Gleichsignalentfernung" (Gleichstromentfernung) als Kurzbegriff zum Bezeichnen von Raumfrequenzbandfiltern verwendet. Es ist klar, dass der Begriff „Gleichsignalentfernung", wie er hierin verwendet wird, nicht nur die Entfernung von Gleichsignalraumkomponenten umfasst, sondern auch die Entfernung von Raumfrequenzkomponenten entweder bei niedrigen oder hohen Frequenzen oder bei beiden.

Auf der Übertragungsverstärkerebene weist jeder Übertragungsverstärker, wenn er in einem Auslesemodus ist, einen ersten Eingang auf, der verbunden ist, um ein Signal zu empfangen, das Licht anzeigt, das an einem Photoelement empfangen wird. Die Photoelemente in dem Array können in Spalten und Zeilen angeordnet sein, wobei die Photoelemente in einer bestimmten Spalte sequentiell mit dem ersten Eingang eines bestimmten Übertragungsverstärkers verbunden sind, aber dies ist nicht wesentlich. Jeder Übertragungsverstärker weist einen zweiten Eingang auf, der mit einer Quelle einer Referenzspannung (z. B. 1,75 Volt) verbunden ist. Die Übertragungsverstärker arbeiten als Differenzschaltungen, so dass ein Ausgang auf die Differenz zwischen den Spannungszuständen an dem ersten und zweiten Eingang anspricht. Während einem Rücksetzintervall zwischen Ausleseintervallen sind jedoch sowohl der erste als auch der zweite Eingang mit der Quelle der Referenzspannung verbunden. Darüber hinaus ist der Ausgang eines Übertragungsverstärkers vorübergehend mit einer Quelle einer Rücksetzspannung (z. B. 3,25 Volt) verbunden. Eine Versatzreduktionsschaltung ist vorgesehen, um ein Versatzeinstellsignal ansprechend auf das Erfassen einer Spannungsdifferenz zwischen der Rücksetzspannung und dem Spannungszustand an dem Ausgang zu erzeugen, nachdem der Ausgang von der Quelle der Rücksetzspannung getrennt wurde. Auf diese Weise kann das Einstellsignal an den Übertragungsverstärker von Interesse angelegt werden, um jede Differenz bei der Leistungsfähigkeit zwischen dem Übertragungsverstärker und anderen Übertragungsverstärkern zu reduzieren oder zu eliminieren.

Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels des ersatzeingestellten Übertragungsverstärkers ist, dass der Einfluss von Vorrichtung-zu-Vorrichtungsschwankungen und 1/f-Rauschen berücksichtigt wird. Die Zykluszeit zum Auslesen eines gesamten Arrays kann in der Größenordnung von 50 &mgr;s sein. Da eine CMOS-Schaltungsanordnung bevorzugt wird, um eine Operation mit geringer Leistung mit einer hohen Schaltungsdichte zu erreichen, würde 1/f-Rauschen potentiell wesentliche Schwankungen bei den Ausgängen der Verstärker bewirken, falls ein solches Rauschen nicht unterdrückt würde. Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass jeder Übertragungsverstärker vorzugsweise eine Abtasten-und-Halten-Anordnung umfasst, um das Versatzstellsignal zu speichern, so dass jeder Übertragungsverstärker nur regelmäßig aufgefrischt werden muss. Somit kann eine einzige Schaltung zum Bestimmen von Versatzeinstellsignalen für alle die Übertragungsverstärker verwendet werden. Eine Zeitsequenz ist vorgesehen, um regelmäßige Auffrischungen zu erreichen, ohne die Intervalle zwischen Photoelementsignalauslesen zu verlängern.

Da jeder Übertragungsverstärker die Abtasten-und-Halten-Anordnung umfasst, haben die Übertragungsverstärker drei Funktionsweisen. In einem Auslesemodus ist der zweite Eingang mit der Quelle der Referenzspannung verbunden, während der erste Eingang mit einem Photoelement verbunden ist. Als Folge wird eine Ladung zu einem wirksam zugeordneten Integrationskondensator übertragen. Die Verstärkerausgangsspannung wiederum wird an eine nachgeschaltete Verarbeitungsschaltungsanordnung geliefert. Die interne Abtasten-und-Halten-Anordnung liefert eine Versatzkorrektur. Eine zweite Funktionsweise ist ein passiver Rücksetzmodus. Die Rücksetzung ist „passiv", weil das Versatzeinstellsignal nicht aktualisiert ist. Der passive Rücksetzmodus kann eine schlechte Qualität aufweisen, bis die erste aktive Versatzeinstelloperation ausgeführt wurde. In dem passiven Rücksetzmodus sind die beiden Eingänge des Übertragungsverstärkers miteinander verbunden und der Ausgang bleibt mit der Quelle der Rücksetzspannung verbunden. Die dritte Funktionsweise ist der aktive Rücksetzmodus. Wie bei dem passiven Rücksetzmodus sind die beiden Eingänge eines Übertragungsverstärkers mit der Quelle der Referenzspannung verbunden. Der Ausgang ist jedoch nur vorübergehend mit der Quelle der Rücksetzspannung verbunden. Sobald er getrennt ist, ist der Ausgang mit der Versatzeinstellschaltung verbunden, die bestimmt, dass das geeignete Versatzeinstellsignal bis zu der nächsten aktiven Rücksetzoperation durch die Abtasten-und-Halten-Anordnung gespeichert wird.

Zwischen den regelmäßigen Aktualisierungen des Versatzeinstellsignals wechselt jeder Übertragungsverstärker zwischen dem Auslesemodus und dem passiven Rücksetzmodus. Die 1/f-Versatztriftkomponenten sind ausreichend langsam, so dass eine Aktualisierung nach jeder achten Auslese des Photoelementarrays eine angemessene Rate ist.

Wie es vorher angemerkt wurde, umfasst die Erfindung Gleichsignalentfernungsverstärker, um Multiphotoelement-Lichtstrukturen und andere Artefakte zu unterdrücken. Die Gleichsignalentfernungsverstärker entfernen Raumfrequenzkomponenten sowohl bei niedrigen als auch hohen Frequenzen von den Ausgängen der Übertragungsverstärker. Es kann eine Eins-zu-Eins-Entsprechung von Gleichsignalentfernungsverstärkern zu Übertragungsverstärkern geben. Jeder Gleichsignalentfernungsverstärker umfasst einen primären Eingang, der verbunden ist, um ein Signal für Interesse von einem bestimmten Photoelement zu empfangen. Jeder Gleichsignalentfernungsverstärker umfasst auch zumindest einen Sekundäreingang, der verbunden ist, um ein Ausgangssignal vor einem Photoelement nahe zu dem bestimmten Photoelement zu empfangen. Tatsächlich tritt eine Mittelwertbildung der Sekundäreingänge auf und der resultierende Mittelwert wird von dem Primäreingang subtrahiert. Die Gleichsignalentfernungsverstärker haben zusätzlich zum Entfernen von Niederraumfrequenzkomponenten auch eine inhärente Tiefpasscharakteristik bei einer Frequenz, die zweimal der Pixelbeabstandung entspricht. Somit haben die Gleichsignalentfernungsverstärker inhärent eine Bandpasscharakteristik. Das inhärente Tiefpasselement der Bandpasscharakteristik kann modifiziert werden durch Multiplizieren der Sekundäreingänge durch unterschiedliche Gewichtungsfaktoren vor der Mittelwertbildung. Die Gewichtungsfaktoren können positive oder negative Zahlen sein.

Der Gleichsignalentfernungsverstärker kann aus ersten und zweiten Differenzzellen gebildet sein, wobei die zweite Differenzzelle eine negative Rückkopplungsschleife von ihrem Ausgang zu ihrem Eingang aufweist. Die zweite Differenzzelle kann auch einen Gleichsignaleingang aufweisen, um eine Mittelbereichsspannung herzustellen, die nachgeschaltete Differenzoperationen ermöglicht. Obwohl dies für die Erfindung nicht kritisch ist, kann der Gleichsignalentfernungsverstärker Versatzkorrektur umfassen und kann ein Schaltnetzwerk umfassen, das es einem Benutzer ermöglicht, Eingänge zu dem Gleichsignalentfernungsverstärker zu schalten oder die Operation des Verstärkers in einen Testmodus zu setzen.

Die Erfindung ist durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung beispielhafter Ausführungsbeispiele derselben besser verständlich. Die beiliegenden Zeichnungen zeigen:

1 eine perspektivische Ansicht einer tragbaren Abtastvorrichtung, die einen mäandernden Weg auf einem Original folgt.

2 eine Unteransicht von Bilderfassungs- und Navigationssensoren der Abtastvorrichtung von 1.

3 ein Blockdiagramm eines Photoempfängerarrays und Verarbeitungsschaltungsanordnung.

4 eine Photoelementschaltung, die mit einem Übertragungsverstärker verbunden ist.

5 ein Schaltbild eines Photoelementpaars.

6 ein Zeitdiagramm für die Schaltung von 5.

7 ist ein Schaltbild der Schaltungsanordnung zum Betreiben des Übertragungsverstärkers von 4.

8 ein Schaltbild einer Schaltung zum Bestimmen einer Versatzeinstellung für den Übertragungsverstärker von 7.

9 ein Schaltbild des Übertragungsverstärkers von 4.

10 ein Blockdiagramm eines Arrays von Photoelementen und Übertragungsverstärkern gemäß der Erfindung.

11 ein Blockdiagramm eines Arrays von Schaltnetzwerken und Gleichsignalentfernungsverstärkern zum Empfangen und Verarbeiten von Ausgängen von den Übertragungsverstärkern von 10 gemäß der Erfindung.

12 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Schalten von Signalen, die an einen Gleichsignalentfernungsverstärker von 11 übertragen werden.

13 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Konfigurieren der Schaltschaltungsanordnung von 12.

14 ein Schaltbild eines Gleichsignalentfernungsverstärkers von 11.

15 eine Tabelle der Übertragungscharakteristika von jeder der vier Funktionsweisen des Gleichsignalentfernungsverstärkers von 14, wie sie durch die Konfigurationsschaltungsanordnung von 13 erreicht werden.

16 ein Schaltbild einer Schaltung, in der ein Photoempfängerausgang entlang nur einer von zwei parallelen Leitungen verzögert ist, um eine Signalbeziehung für eine nachfolgende zweidimensionale Gleichsignalentfernung herzustellen.

17 ein Schaltbild einer zweidimensionalen Gleichsignalentfernungsschaltungsanordnung für eine Verbindung mit der Schaltung von 16.

Mit Bezugnahme auf 1 ist eine tragbare Handabtastvorrichtung 10 gezeigt, wie sie einem mäandernden Weg 12 entlang einem Original 14 folgt. Das Original kann ein Stück Papier sein, aber die Erfindung kann mit anderen bildtragenden Substraten verwendet werden. Bei der Verwendung der tragbaren Handabtastvorrichtung können die Positionen inhärenter struktureller Merkmale, wie z. B. Papierfasern, verfolgt werden und die resultierenden Positionsinformationen können verwendet werden, um Bilddaten zu berichtigen. Die Erfindung kann jedoch bei anderen Anwendungen verwendet werden.

Die Abtastvorrichtung 10 ist vorzugsweise in sich geschlossen und batteriebetrieben. Die Vorrichtung kann jedoch eine Verbindung zu einer externen Leistungsquelle oder zu Datentoren von Computern oder Netzwerken umfassen. Die Abtastvorrichtung umfasst eine Bildanzeige 16. Die Anzeige kann meistens eine unmittelbare Betrachtung eines erfassten Bildes liefern. Die Anzeige ist nicht kritisch.

Die Abtastvorrichtung 10 ermöglicht drei Freiheitsgrade, wobei zwei bei der Verschiebung sind und einer bei der Drehung. Der erste Grad ist die Seite-zu-Seitebewegung (X-Achsenbewegung) entlang dem Original 14. Der zweite Freiheitsgrad ist eine Bewegung nach oben und unten entlang dem Original (Y-Achsenbewegung). Der dritte Freiheitsgrad ist die Fähigkeit, die Vorrichtung mit einer Drehfehlausrichtung eines linearen Arrays von Bildsensorelementen relativ zu dem Rand des Originals 14 zu betreiben (&thgr;-Fehlausrichtung als Folge von Z-Achsenbewegung). Das heißt, es ist nicht notwendig, das lineare Array von Bilderfassungselementen senkrecht zu der Richtung der Vorrichtungsverschiebung zu halten.

Mit Bezugnahme auf 1 und 2 umfasst die Unterseite 18 der Abtastvorrichtung 10 ein Schwenkbauglied 20, das dazu beiträgt, einen ordnungsgemäßen Kontakt zwischen dem Original 14 und einem Bilderfassungssensor 22 beizubehalten. Navigationssensoren 24 und 26 sind an den gegenüberliegenden Enden des Bilderfassungssensors angeordnet. Weil die Navigationssensoren an dem Schwenkbauglied befestigt sind, sind die Navigationssensoren in einer festen Position relativ zu dem Bilderfassungssensor.

Aus Gründen physikalischer Kompaktheit ist der Bilderfassungssensor 22 vorzugsweise eine Kontaktbildvorrichtung, aber für Anwendungen, bei denen Kompaktheit eine geringere Rolle spielt oder ein kleineres Bild gewünscht wird, können Sensoren, die Projektionsoptik verwenden, mit einer Vergrößerung von weniger als Eins verwendet werden. Kontaktbilderfassungsvorrichtungen verwenden typischer Weise Linsen, die unter dem Markennamen SELFOC verkauft werden, die eine in allen U.S.-Bundesstaaten eingetragene Marke von Nippon Sheet Glass Company Limited ist. Weniger herkömmlich kann eine Kontaktbilderfassung erhalten werden unter Verwendung von verschachtelten Array-Elementen von Quellen und Nähesensoren, ohne irgendwelche Bilderfassungslinsen. Herkömmliche Bilderfassungssensoren für Abtastanwendungen können verwendet werden. Der Bilderfassungssensor kann Teil einer Einheit sein, die auch eine Beleuchtungsquelle, eine Beleuchtungsoptik und eine Bildübertragungsoptik umfasst.

In 1 ist der mäandernde Weg 12 mit vier und einem Bruchteilband gezeigt, d. h. Seite-zu-Seite-Durchläufe über das Original 14. Ein sinnvoller Bilderfassungssensor 22 für die meisten Anwendungen weist eine Länge innerhalb des Bereichs von 25 mm und 100 mm auf. Die Bänder sollten Überlappungsregionen umfassen, so dass ein Zusammensetzprozess verwendet werden kann, um eine wahrheitsgetreue Darstellung des abgetasteten Originals zu erzeugen.

Die Abtastvorrichtung 10 umfasst zumindest einen Navigationssensor 24 oder 26. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfasst die Vorrichtung ein Paar von Navigationssensoren, wobei die Sensoren an gegenüberliegenden Enden des Bilderfassungssensors 22 liegen. Obwohl eindimensionale Arrays von Photoelementen, die orthogonal zueinander befestigt sind, verwendet werden können, ist das viel bevorzugtere Ausführungsbeispiel eines, bei dem jeder Navigationssensor ein zweidimensionales Array von Elementen ist. Die Navigationssensoren 24 und 26 werden verwendet, um die Bewegung der Abtastvorrichtung 10 relativ zu dem Original zu verfolgen.

Jeder Navigationssensor ist ein Array von Photoelementen, das auf einem Integrierte-Schaltung-Substrat gebildet ist, das Auslese- und Signalverarbeitungsschaltungsanordnung umfasst. Die Positionsgenauigkeit, die über den Bereich von einem Pixelabstand von 40 &mgr;m notwendig ist, ist 2,0 &mgr;m. Die sehr hohe Positionsgenauigkeit erfordert einzelne Photoelemente, die nicht größer als Zehntel Mikrometer in der Länge sind, um ausreichend unterschiedliche Signale von Element zu Element zu erfassen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die gewünschte Pixelgröße auf dem Papieroriginal 14 &mgr;m und eine Vergrößerung von 1,5 wird durch die Bilderfassungsoptik erreicht, so dass die Photorezeptorelemente der Navigationssensoren 24 und 26 60 &mgr;m × 60 &mgr;m sind. Eine größere optische Vergrößerung würde es ermöglichen, dass größere Pixel verwendet werden. Es ist jedoch wünschenswert, die Pixelgröße so klein wie möglich zu halten, übereinstimmend mit Leistungsfähigkeitszielen, um die erforderliche Gesamtsiliziumfläche und somit die Kosten des Arrays zu minimieren. Jeder Navigationssensor kann ein Array mit 64 Spalten und 32 Zeilen sein. Keine dieser Zahlen ist jedoch für die Erfindung wesentlich.

Bei dem Betrieb der Navigationssensoren 24 und 26 ist das gewünschte Signal die Differenz bei dem Reflektionsvermögen von Pixel zu Pixel, wie sie durch Variationen entlang der Oberfläche des Originals 14 bewirkt wird. Wo die Oberflächenvariationen Variationen bei der Papiertextur entlang eines weißen Papiers sind, kann sich das Reflektionsvermögen um nur etwa sechs Prozent des Grundreflektionsvermögens des weißen Papiers verändern. Folglich muss die Schaltungsanordnung, die nachfolgend beschrieben wird, entworfen sein, um Rauschen zu minimieren und Spannungsstabilität sicherzustellen.

3 ist ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung, die in einem einzelnen Integrierte-Schaltung-Chip gebildet werden soll. Der Chip ist ein Analogsignalverarbeitungschip, der entworfen ist, um zweidimensionale Bilder zu erfassen und zu verarbeiten, der Kreuzkorrelationsinformationen an eine externe Steuerung liefert, die nicht gezeigt ist. Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel verwendet die Steuerung die Bildkreuzkorrelationswerte, um X-Y-Positionsinformationen abzuleiten. Die X-Y-Positionsinformationen werden dann verwendet, um ein lineares Bild von den Bilddaten zu rekonstruieren, die unter Verwendung des Bildsensors 22 in 2 erfasst wurden.

Bei dem Ausführungsbeispiel von 3 ist der Navigationssensor 24 ein Array mit 32 Zeilen und 68 Spalten von Photoelementen. Ein Array von 68 Spaltenübertragungsverstärkern 17 überträgt Signale auf eine Zeile-um-Zeile-Weise von dem Navigationssensor 24 zu einem Array von 64 Gleichsignalentfernungsschaltungen 19. Bei einem kosteneffizienten Bilderfassungssystem ist es schwierig, einen Zielbereich mit perfekt einheitlicher Lichtintensität über den gesamten Bereich, der erfasst werden soll, zu beleuchten. Die Fähigkeit, eine einheitliche Beleuchtung zu liefern, ist häufig proportional zu den Kosten der Optik und der Lichtquelle. Darüber hinaus treten bei der Abwesenheit von Zelle-um-Zelle-Kalibrierung eines herkömmlichen integrierten Lichtsensors einige Empfindlichkeitsvariationen auf, als Folge von Beschränkungen der Integrierte-Schaltung-Verarbeitungstechnologie. Bei dem Navigationssystem für die Verwendung mit dem Analogsignalverarbeitungschip von 3 ist es erforderlich, dass Kreuzkorrelationen zwischen einem einfallenden Bild und einem Bild, das vorher an einer anderen Position relativ zu einem Bilderfassungsarray erfasst wurde, berechnet werden. Alle Variationen bei der Beleuchtung und Photoelement-Empfindlichkeit verschlechtern das Korrelationssignal. Folglich wurden die räumlichen Gleichsignalentfernungsschaltungen 19 von 3 entworfen, um die Integrität der Korrelationssignale beizubehalten, während die Kosten des Systems relativ niedrig gehalten werden. Geringe Raumfrequenzänderungen bei der Beleuchtung und Photoelement-Empfindlichkeit, die andernfalls das Korrelationssignal verfälschen würden, sind von dem Navigationsbild entfernt. Außerdem haben die Gleichsignalentfernungsschaltungen ebenfalls eine inhärente Tiefpasscharakteristik. Ein Rechenarray 21 empfängt Daten von den Gleichsignalentfernungsschaltungen 19 und führt lokale Differenzberechnungen an den Daten durch, bevor ein Kreuzkorrelationsausgang 23 der Off-Chip-Steuerung übertragen wird. Außerdem ist in 3 eine Quelle 25 einer Steuerlogik für die verschiedenen Komponenten des Chips gezeigt.

4 ist ein Schaltbild einer Photoelementschaltung. 5 ist ein detaillierteres Schaltbild eines Photoelementpaars. Einfallendes Licht wird in einen Strom umgewandelt, der während einer Abtastperiode integriert wird. Der gespeicherte Wert wird regelmäßig ausgelesen, so dass er für einen nächsten Schritt in einer Verarbeitungssequenz verfügbar ist. An dem Beginn eines Integrationszyklusses wird ein Rücksetzschalter 28 in 4 vorübergehend „ein"-geschaltet, um einen Integrationskondensator 30 auf 3,25 Volt zurückzusetzen. Wie es in 5 gezeigt ist, ist der Rücksetzschalter 28 ein p-Kanaltransistor, der „ein"-geschaltet wird durch Anlegen eines logisch niedrigen Zustands an das Gate des Transistors über eine erste Rücksetzleitung 32. Photostrom, der durch eine Photodiode 34 erzeugt wird, wird durch einen PNP-Transistor 36 verstärkt. Die Photodiode und der Transistor definieren zusammen mit der parasitären Kapazität 38 ein Photoelement 40. Der verstärkte Photostrom lädt den Integrationskondensator 30 über einen Transistor 52 nach unten zu einem Pegel von 1,75 Volt. Am Ende der Abtastperiode wird ein Leseschalter 42 „ein"-geschaltet, um den gespeicherten Wert entlang einer Leseleitung 44 an einen Übertragungsverstärker 46 auszugeben. Wie es in 5 gezeigt ist, ist der Leseschalter ein n-Kanaltransistor, der durch eine Lesesteuerleitung 48 gesteuert wird.

Die Photodiode 34 des Photoelements 40 erzeugt ansprechend auf den Empfang von Lichtphotonen einen Strom. Die Photodiode ist mit der Basis des PNP-Transistors 36 verbunden. Die Photodiode kann der Basis/Kollektorabschnitt des Transistors sein, so dass der Transistor ein Phototransistor ist. Die Sperrspannungsdiodenkapazität 38 ist eine parasitäre Kapazität, die 0,16 pF sein kann. Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel, bei dem es ein 32 × 68 Elementarray gibt, wurde die optische Leistung an der Photodiode auf 1,1 nW bestimmt. Dies bewirkt einen Strom von 0,6 nA in der Diodenstromquelle. Auf Grund des geringen Strompegels wird eine Verstärkung benötigt zum Sicherstellen, dass das optische Variationssignal, das nur etwa sechs Prozent des Basisphotostroms für Anwendungen ist, bei denen Oberflächentextur das Bild von Interesse ist, ausreichend Spannungsdifferenzen erzeugt, um von Rauschen unterschieden zu werden.

Der PNP-Transistor 36 des Photoelements 40 verstärkt den Photostrom. Die Verstärkung, die durch den Transistor geliefert wird, ermöglicht die Verwendung eines Integrationskondensators 30, der die Reproduzierbarkeit von Photoelement zu Photoelement ermöglicht. Beim Nichtvorliegen von Verstärkung würde der niedrige Strom von der Photodiode 34 einen sehr kleinen Kondensator, z. B. 10 fF als einen Integrator erfordern, um eine 2 Volt-Schwingung zu erlangen. Auf Grund der parasitären Effekte wäre dies schwierig, um auf einer Element-zu-Element-Basis zu reproduzieren. Das Ändern des Photoelement-Layouts von einer Diode zu einer Substrat-PNP-Vorrichtung ist eine praktische Möglichkeit zum Liefern von Stromverstärkung. Ein Betawert von 18 erhöht den Ausgangsemitterstrom auf 11,4 nA. Somit kann ein Integrationskondensator von 0,20 pF verwendet werden. Dies ermöglicht die Reproduzierbarkeit, aber ist nicht so groß um eine übermäßige Fläche zu erfordern.

Ein Problem mit der Schaltung von 4 ist, dass eine direkte Beta-Abhängigkeit in die Ausgangsstrombestimmung und daher die Integrationskondensatorspannung eingeführt wird. Das Testen hat jedoch gezeigt, dass das Anpassen der Vorrichtung von Einheit zu Einheit gut ist, so dass die Effekte der Beta-Abhängigkeit gering sein sollten.

Eine Servoschaltung ist durch drei MOS-Transistoren 50, 52 und 54 gebildet. Die drei MOS-Transistoren bilden einen Verstärker mit einer gemeinsamen Gatestufe 42 für den Ausgang des Phototransistors 36. Um eine ordnungsgemäße Übertragung des Stroms, der in dem Photoelement 40 erzeugt wird, zu dem Integrationskondensator 30 zu erreichen, muss die Photodiodenumkehrspannung (d. h. die Transistorbasisspannung) bei einem im wesentlichen einheitlichen Pegel gehalten werden. Falls es der Spannung an dem Basisknoten 56 ermöglicht wird, sich zu verschieben, würde der Photostrom zumindest teilweise beim Laden und Entladen der Diodenkapazität 38 oder der Transistorbasenkollektorkapazität aufgebraucht, anstatt Strom zu liefern, der durch den Substrat-PNP-Transistor 36 verstärkt wird.

Die Transistorbasisspannung an dem Knoten 56 wird durch die drei MOS-Transistoren 50, 52 und 54 bei einem wesentlich festen Pegel gehalten. Obwohl es für das Erreichen der gewünschten Operation nicht wesentlich ist, ist bei dem Ausführungsbeispiel von 4 und 5 der im wesentlichen feste Spannungspegel etwa gleich wie der NMOS-Schwellenwertpegel über AVSS an dem Spannungsknoten 58. Die drei MOS-Transistoren arbeiten durch den Transistor 52, der als ein Quellenfolger für den Emitterknoten 62 des PNP-Transistors arbeitet, als eine negative Rückkopplungsschleife. Somit wird die Basisspannung durch die Emitterspannung des Transistors gesteuert. Dies ist möglich, weil die Basisspannung, d. h. der Photodiodenausgang an dem Kondensator 30 einen sehr hohen Impedanzpegel aufweist. Der Transistor 52 wirkt als eine gemeinsame Gatestufe, die den zusätzlichen Vorteil aufweist, eine zusätzliche Isolation des Emitterknotens 62 und des Basisknotens 56 des Transistors von dem Spannungshub eines PHTO1-Knotens 64 zu liefern.

Mit Bezugnahme auf 4, 5 und 6 wird die Ausgangsspannung an dem PHTO1-Knoten 64 durch den Rücksetzschalttransistor 28 für die Rücksetzperiode bei 3,25 Volt gehalten, d. h. VBB1. Wenn der Schalttransistor elektrisch „ein" ist, wird der CGN1-Knoten 66 bei etwa 2,6 Volt gehalten und der Emitterknoten 62 wird bei etwa 1,4 Volt gehalten. Die Basisspannung an dem Knoten 56 ist beinahe 1,0 Volt.

Wenn die Lichtquelle, die das Medium von Interesse beleuchtet, „ein"-geschaltet ist, fließt ein Photostrom von etwa 0,6 nA von der Basis des Transistors 36 zu dem Kollektorknoten 58, der mit AVSS verbunden ist. Bei 7,0 &mgr;s von dem Beginn der Zeitsequenz von 6 wird bewirkt, dass das Rücksetzsignal an der ersten Rücksetzleitung 32, d. h. RST1B zu einem logisch hohen Zustand geht, wodurch der Rücksetzschalter 28 „aus"-geschaltet wird. Als Folge senkt sich der Ausgang an dem PHTO1-Knoten 64 auf lineare Weise stufenförmig abwärts, während der Strom des Emitters des Phototransistors 36 von einer kapazitiven Struktur gezogen wird, die durch die Gate-zu-Kanal-Kapazität eines ersten n-Kanaltransistors 68 parallel zu einem zweiten n-Kanaltransistor 70 gebildet wird. Die Transistoren 68 und 70 von 5 sind durch den Integrationskondensator 30 in 4 dargestellt. Der Spannungsbereich von Interesse ist von 3,25 Volt bis 1,75 Volt. Folglich werden die Gates des ersten und des zweiten n-Kanaltransistors 68 und 70 ausreichend hoch gehalten, so dass die Gate-zu-Kanal-Kapazität der Vorrichtungen über dem Schwellenwertpegel der Vorrichtungen liegt.

Während der Integrationszeit, in der der Rücksetzschalter 28 „aus" ist, bleiben die Spannungen an dem Emitterknoten 62 und dem Basisknoten 56 durch die oben beschriebene negative Rückkopplungsschleife stabilisiert. Die Spannung an den Basisknoten bleibt innerhalb eines Bereichs von etwa 2 mV.

Nach etwa 20 Mikrosekunden Integrationszeit für die Simulationsübung wird der Leseschalter 42 mit einem positiv laufenden Gatepuls zu dem Transistor 42 „ein"-geschaltet, durch die Lesesteuerleitung 48. Der positive Gatepuls dauert etwa 200 ns. Der Betrieb des Übertragungsverstärkers 46 zieht den PHTO1-Knoten 64 herunter zu 1,75 Volt. Dies erreicht die Übertragung des Signals von dem Integrationskondensator 30 von 4 zu dem Kondensator 72 in dem Übertragungsverstärker. Am Abschluss des Übertragungsprozesses wird bewirkt, dass die Lesesteuerleitung 48 zu einem logisch niedrigen Zustand zurückkehrt und es wird ebenfalls bewirkt, dass die erste Rücksetzleitung 32 zu einem niedrigen Zustand geht. Dies schaltet den Rücksetzschalter 28 „ein", und zieht den PHTO1-Knoten 64 zurück hinauf zu 3,25 Volt.

Die Grundoperation eines bestimmten Spaltenübertragungsverstärkers 46 wird mit Bezugnahme auf 4 beschrieben. Wenn der Übertragungsverstärker nicht in einem Auslesemodus ist, wird die Leseleitung 44 zu dem zweiten Eingang 74 des Verstärkers überbrückt. Das heißt, die beiden Eingänge werden bei 1,75 Volt gehalten. Zur gleichen Zeit ist die Ausgangsleitung 108 mit einer zweiten Quelle einer festen Spannung verbunden. Obwohl dies nicht wesentlich ist, kann die Spannung an der Ausgangsleitung 108 3,25 Volt sein. Der Integrationskondensator 30 ist durch den Rücksetzschalter 28 auch mit 3,25 Volt verbunden.

Wenn mit Bezugnahme auf 4 und 5 der Rücksetzschalter 28 geöffnet ist, variiert die Ladung über den Integrationskondensator 30 abhängig von dem Photostrom, der an dem Photoelement 40 erzeugt wird. Nach einer Integrationsperiode von etwa 40 &mgr;s werden die erste Eingangsleitung 76 und die Ausgangsleitung 108 des Übertragungsverstärkers von den festen Spannungsquellen von 1,75 Volt bzw. 3,25 Volt getrennt. Auf die Verbindung des Integrationskondensators 30 mit der ersten Eingangsleitung 76 hin, wird durch „Ein"-Schalten des Leseschalters 42 eine positive Störung an der ersten Eingangsleitung des Übertragungsverstärkers empfangen. Der Ausgang des Verstärkers wird negativ und zieht die Ladung durch den Übertragungskondensator 72 von der Leseleitung 44 und bringt den Spannungswert zurück auf 1,75 Volt. Dies wird durch die Verstärkung des Verstärkers bewirkt. Da Ladung bewahrt wird, wird Ladungsmenge, die erforderlich ist, um den Integrationskondensator 30 von seinem Endintegrationswert zu dem Potential, d. h. 1,75 Volt, der zweiten Eingangsleitung 74 zu bringen, von dem Integrationskondensator 30 auf den Übertragungskondensator 72 gezogen. Die Gleichung, die den Betrieb der Integration und Ladungsübertragung regelt, ist: out = V_out – [(V_cap – I_ph(&bgr; + 1)T_int/C_int) – V_bott]C_int/C_tran wobei

out

die Ausgangsspannung des Übertragungsverstärkers am Ende der Übertragungsoperation ist,

V_out

die Anfangsspannung an der Ausgangsleitung 108 ist (d. h. 3,25 Volt),

V_cap

die Anfangsspannung für den Integrationskondensator ist (d. h. 3,25 Volt),

I_ph

der Photodiodenstrom ist (d. h. 0,6 nA),

&bgr;

das Beta des Phototransistors 36 ist (d. h. 18).

T_int

die Integrationszeit für den Photoempfänger ist (d. h. 40 &mgr;s),

C_int

der Wert des Integrationskondensators ist (d. h. 0,2 pF),

V_bott

der Vorspannungswert an dem zweiten Eingang 74 des Übertragungsverstärkers ist (d. h. 1,75 Volt), und

C_tran

der Wert des Übertragungskondensators ist (d. h. 0,4 pF).

Wie es vorher angemerkt wurde, ist der Betrieb des Rechenarrays 21 von 3 eine Korrelationsoperation. Falls der Anfangsteil der Korrelationsoperation betrachtet wird, wird die Differenz zwischen den Signalen der zwei am nächsten benachbarten Photoelemente subtrahiert. Eine genaue Interpretation der Daten erfordert, dass die Eingangssignale zu dem Rechenarray stark abhängig sind von Differenzen bei der optischen Beleuchtung, die an den verschiedenen Photoelementen des Photoempfängerarrays 24 empfangen werden. Folglich bewirkt die Fehlanpassung von Vorrichtungen, die sich aus Herstellungsunterschieden von Vorrichtungen ergibt, Ungenauigkeiten. Darüber hinaus ist die Integrationszeit für die Photoelemente 40 &mgr;s, was eine Zykluszeit zum Auslesen des gesamten Arrays in der Größenordnung von 50 &mgr;s liefert. Da eine CMOS-Schaltungsanordnung bevorzugt wird, um eine Operation mit geringer Leistung mit hoher Schaltungsdichte zu erreichen, ist 1/f-Rauschen ebenfalls ein Problem. Die Analyse hat gezeigt, dass es wahrscheinlich ist, dass während diesem Zeitrahmen in dem Versatz des Übertragungsverstärkers 46 Drift auftritt. Folglich würde ein Mechanismus zum Ausrichten aller Spaltenübertragungsverstärker auf im wesentlichen den gleichen Versatzwert ermöglichen, dass die Operation des nachfolgenden Verarbeitens genauer ist. Als Folge ist die Versatzsteueroperation, die nachfolgend beschrieben wird, vorgesehen.

Mit Bezugnahme auf 7 ist der Spaltenübertragungsverstärker 46 so gezeigt, dass er einen ersten und einen zweiten Eingang 74 und 76 aufweist, die selektiv zusammen im Nebenschluss geschaltet sind durch vier Transistorvorrichtungen 78, 80, 82 und 84. Zwei der Transistoren arbeiten als Schalter, während die anderen beiden ein Maß an Ladungsinjektionskompensation liefern. Das Schalten der Transistorvorrichtungen wird durch ein Signal an einer TRNRST-Leitung 86 gesteuert. Wenn das Signal auf der Leitung 86 hoch ist, sind die Eingänge 74 und 76 beide über die VBB3-Leitung 88 mit einer Quelle einer festen Spannung verbunden. Bei dem obigen Beispiel ist die VBB3-Spannung 1,75 Volt. Inverter 110 und 112 liefern die ordnungsgemäßen Signalpegel an die Transistorvorrichtungen 78–84.

Wenn der Spaltenübertragungsverstärker 46 zwischen Ausleseoperationen ist, platziert das Signal auf der Leitung 86 den Übertragungsverstärker in einen Rücksetzmodus. Das Übertragungsrücksetzsignal verbindet die Eingänge 74 und 76miteinander und verbindet gleichzeitig die Ausgangsleitung 108 über eine Leitung 114 mit einer Quelle von VBB2. Eine zweite Bank von vier Transistorvorrichtungen 116 wird durch das Übertragungsrücksetzsignal auf der TRNRST-Leitung 86 gesteuert, um die Ausgangsleitung 108 mit der Quelle von VBB2 zu verbinden oder von derselben zu trennen. Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die VBB2-Spannung 3,25 Volt. Die Auswahl der Eingangs- und Ausgangsspannungen stellt sicher, dass die Ausgangsspannung etwa in dem Mittelbereich der Betriebsspannungsversorgung für nachfolgende Stufen zentriert ist. In der zweiten Bank 116 der Transistorvorrichtungen sind zwei der Vorrichtungen vorgesehen, um Ladungsinjektionskompensation zu erreichen.

Eine dritte Bank 118 von vier Transistorvorrichtungen ist enthalten, um selektiv die Ausgangsleitung 108 des Übertragungsverstärkers 46 mit einer Leserückkopplungsleitung 120 zu verbinden. Die dritte Bank 118 und die Leserückkopplungsleitung 120 bilden einen Teil einer Versatzeinstellschleife. Erneut sind zwei der Transistoren in der Bank lediglich zum Zweck der Ladungsinjektionskompensation vorhanden. Eine Anzahl von Gates 122, 124, 126, 128 und eine Taktvorrichtung 130 sind verbunden, um einen ordnungsgemäßen Betrieb der zweiten und dritten Bank 116 und 118 zu liefern. Jede dieser Vorrichtungen arbeitet auf herkömmliche Weise und kann ohne weiteres durch eine andere herkömmliche Schaltungsanordnung ersetzt werden, wie es für Fachleute auf diesem Gebiet klar ist.

Wenn der Übertragungsverstärker 46 in einem Rücksetzmodus ist, sind die beiden Eingänge 74 und 76 durch die erste Bank der Transistoren 78–84 mit 1,75 Volt verbunden und die Ausgangsleitung 108 ist durch die zweite Bank 116 von Transistorvorrichtungen vorübergehend mit 3,25 Volt verbunden. Während einer Versatzsteueroperation verbindet die dritte Bank 118 von Transistorvorrichtungen die Ausgangsleitung mit der Leserückkopplungsleitung 120, nachdem die zweite Bank 116 „aus"geschaltet ist. Bezug nehmend auf 8 wurde, um die Komplexität zu reduzieren, die Schaltungsanordnung von 7 auf einen einzigen Block 132 reduziert. Eine Spannungsquelle 134, für die verschiedenen Vorspannungs- und Rücksetzspannungen, die notwendig sind, um die Schaltungsanordnung zu betreiben, ist ebenfalls in Blockform gezeigt. Schließlich zeigt 8 einen Versatzeinstellverstärker 136 mit einem ersten Knoten 138, der mit der VBB2-Leitung 114 verbunden ist und einen zweiten Knoten 140 aufweist, der mit der Leserückkopplungsleitung 120 verbunden ist.

Der Versatzeinstellverstärker 136 ist allen Spaltenübertragungsverstärkern 17 des Photoempfängerarrays 24 von 3 gemeinsam. Der zweite Knoten 140 in 8 ist jedoch zu einem Zeitpunkt nur mit einem Übertragungsverstärker verbunden. In der Tat, wenn die achtundsechzig Spaltenübertragungsverstärker gleichzeitig in einem Auslesemodus sind, ist der zweite Knoten 140 elektrisch isoliert von dem Empfangen irgendwelcher Signale von den Übertragungsverstärkern.

Bei dem Betrieb des Versatzeinstellverstärkers 136 wird der Spannungszustand an der Leserückkopplungsleitung 120 mit der festen Spannung an der VBB2-Leitung 114 verglichen. Im Idealfall sind die Spannungszustände an den Knoten 138 und 140 identisch, so dass die Spannung an dem Ausgangsknoten 142 und an der OFA-Leitung 144 bei dem nominalen Ausgangsvorspannungspegel sind. Schwankungen bei der Vorrichtungsherstellung und anderen Leistungsfähigkeitsmechanismen erzeugen jedoch Versätze. Als Folge sind die Spannungszustände an den Knoten 138 und 140 unterschiedlich und erzeugen ein Versatzsignal, das über die OFA-Leitung 144 zu dem Schaltungsanordnungsblock 132 geleitet wird. Wie es in 7 gezeigt ist, ist die Leitung 144 mit dem Spaltenübertragungsverstärker 46 verbunden, um Versatzkompensation des Übertragungsverstärkers zu liefern.

Die OFA-Leitung 144 ist an einem Versatzkorrekturtor 146 mit dem Übertragungsverstärker 46 verbunden, wie es in 7 gezeigt ist. Mit Bezugnahme auf 9 ist die interne Schaltungsanordnung des Übertragungsverstärkers 46 gezeigt. Ein Teil der Schaltungsanordnung von 9 ist herkömmlich und ist für einen Fachmann auf diesem Gebiet ohne weiteres verständlich. Eine solche herkömmliche Schaltungsanordnung wird hierin nicht erklärt. Der herkömmlichen Schaltungsanordnung ist jedoch eine Versatz-Abtasten-und-Halten-Schaltung 148 hinzugefügt, auf die durch das Versatzkorrekturtor 146 des Übertragungsverstärkers zugegriffen wird. Am Ende einer Rücksetzoperation, in der der bestimmte Übertragungsverstärker mit dem Versatzeinstellungsverstärker 136 von 8 verbunden ist, wird die Abtasten-und-Halten-Schaltung aufgefrischt. Ein Signal, das an einem Auffrischtor 150 des Übertragungsverstärkers empfangen wird, spannt eine vierte Bank von Transistorvorrichtungen 152 ordnungsgemäß vor, zum Verbinden des Versatzkorrekturtors 146 mit der OFAM-Leitung 154. Die OFAM-Leitung 154 führt zu einem Paar von Transistoren, die sich kombinieren, um als Speicherkondensator für das Versatzeinstellsignal zu arbeiten. Ein dritter Transistor 160 wird durch das Versatzkorrektursignal vorgespannt, um eine Versatzkompensation an die herkömmliche Schaltungsanordnung des Übertragungsverstärkers zu liefern.

Beim Betrieb wird die Versatzkorrektur durch Bilden einer Schleife erreicht, die an der Ausgangsleitung 108 des Übertragungsverstärkers 46 beginnt und sich zu dem Versatzkorrekturtor 146 des Übertragungsverstärkers fortsetzt. Wenn mit Bezugnahme auf 7 der erste und der zweite Eingang 74 und 76 des Verstärkers mit VBB3 (z. B. 1,75 Volt) verbunden sind und die Ausgangsleitung 108 mit VBB2 (z. B. 3,25 Volt) verbunden ist und dann davon getrennt wird durch die zweite Bank 116 von Transistorvorrichtungen, wird die Versatzsteuerungsoperation angeleitet durch Verbinden der Ausgangsleitung 108 mit der Leserückkopplungsleitung 120 durch die dritte Bank 118 von Transistorvorrichtungen. Falls keine Versatzkorrektur benötigt wird, ist der Spannungszustand an der Leserückkopplungsleitung 120 gleich VBB2. Mit Bezugnahme auf 8 vergleicht der Versatzeinstellverstärker 136 die Spannung an der Leserückkopplungsleitung 120 mit dem erwarteten Spannungszustand, d. h. der VBB2-Spannung. Der Verstärker 136 ist eine Differenzzelle mit einem Ausgangsknoten 142, der mit der Versatzeinstellungsleitung 144 verbunden ist. Diese Versatzeinstellungsleitung vollendet die Schleife durch Verbinden mit dem Versatzkorrekturtor 146 des Übertragungsverstärkers 46, wie es in 8 und 9 gezeigt ist. Während einem Auffrischintervall ermöglicht es die vierte Bank 152 von Transistorvorrichtungen, dass das Signal an dem Versatzkorrekturtor 146 durch die Transistoren 156 und 158 gespeichert wird. Die gespeicherte Ladung liefert eine Versatzkorrektur an die Übertragungsverstärkerschaltungsanordnung bis zu dem nächsten Auffrischintervall.

Wie es vorher angemerkt wurde, ist jeder Spaltenübertragungsverstärker 46 sequentiell mit den Photoelementen in einer bestimmten Zeile von Photoelementen verbunden. Bei einem Ausführungsbeispiel gibt es achtundsechzig Spalten und zweiunddreißig Zeilen von Photoelementen. 10 stellt fünf der Spalten 162, 164, 166, 168 und 170 dar, wobei jede Spalte selektiv mit einem anderen Übertragungsverstärker 46, 172, 174, 176 und 178 verbunden ist.

Mit kurzer Bezugnahme auf 5 ist das Photoelement 40 von 4 gepaart mit einem zweiten Photoelement 102 von der gleichen Spalte gezeigt. Folglich ist jedes Photoelement verbunden, durch „Ein"-Schalten eines Leseschalters 42 und 101 mit der gleichen Leseleitung 44. Lesesteuerleitungen 48 und 90 liefern eine individuelle Steuerung der Leseschalter, so dass keine zwei Photoelemente gleichzeitig mit dem Übertragungsverstärker verbunden sind. Außerdem sind die Rücksetzvorrichtungen 28 und 92 gezeigt, die mit getrennten Rücksetzleitungen 32 und 94 und mit den getrennten PHTO-Knoten 64 und 96 verbunden sind. Das zweite Photoelement umfasst seine eigene Gateschaltungsanordnung, die durch die MOS-Transistoren 98, 99 und 100 geliefert wird, die auf die gleiche Weise arbeiten wie die MOS-Transistoren 50, 52 und 54 des ersten Photoelements 40. Schließlich umfasst das zweite Photoelement speicherkapazitive Transistoren 104 und 106, die als Integrationskondensator für das zweite Photoelement arbeiten.

Beim Betrieb der Schaltung von 10 beträgt die Integrationszeit für die Photoelemente 40 und 102 in jeder Spalte 162–170 etwa 40 &mgr;s. Nach einem Integrationsintervall wird der Leseschalter 42 der ersten Zeile von Photoelementen 40 geschlossen, so dass jeder Übertragungskondensator 72 der verschiedenen Übertragungsverstärker 46, 172, 174, 176 und 178 eine Ladung empfängt, die der Lichtenergie entspricht, die das Photoelement 40 in der ersten Zeile trifft. Die empfangene Ladung wird über Ausgabeleitungen 108, 180, 182, 184 und 186 zu einer nachfolgenden Verarbeitungsschaltung übertragen. Die Auslesezeit einer einzigen Zeile wird auf zwischen 200 ns und 300 ns geschätzt. Nach dem Auslesen der ersten Zeile werden die Leseschalter 42 geöffnet und die Leseschalter 101 der zweiten Zeile von Photoelementen 102 werden geschlossen. Dieser Prozess wird wiederholt, bis jede Zeile von Photoelementen gelesen ist.

Die oben beschriebene Versatzeinstelloperation erfordert nicht mehr als vier &mgr;s. Daher können zumindest acht Übertragungsverstärker 46 und 172–178 auf eine sequentielle Weise mit dem Versatzeinstellverstärker 136 von 8 verbunden werden, während jedem 40 &mgr;s Integrationsintervall, in dem die Übertragungsverstärker zwischen Übertragungsoperationen inaktiv sind. Die Abtasten-und-Halten-Schaltung 148 jedes Übertragungsverstärkers, wie es in 9 gezeigt ist, ist entworfen, um sicherzustellen, dass es keinen wesentlichen Spannungsabfall an der Speicherkapazität gibt, die durch die Transistoren 156 und 158 geliefert wird. Somit kann Rücksetzen bezüglich des Übertragens von Photoelementsignalen ohne Zeitverlust auftreten.

Ein Problem beim Verarbeiten von Signalen von dem Navigationsarray 24 von Photoelementen durch das Rechenarray 21 von 3 umfasst die potentielle Verfälschung der Verarbeitung als Folge einer Charakteristik, die in einer Nachbarschaft von Photoelementen üblich ist. Beispielsweise kann ein Scanner eine Quelle zum Beleuchten des Substrats aufweisen, während der Scanner relativ zu einem Original bewegt wird. Es ist schwierig, eine gesamte Betrachtungsregion ohne Schwankungen bei der Beleuchtung zu beleuchten. Signalverarbeiten kann durch solche Schwankungen nachteilig beeinträchtigt werden.

Die Gleichsignalentfernungsschaltungen 19 von 3 haben die Grundfunktion des Entfernens Niederraumfrequenzschwankungen in der Nachbarschaft von Photoelementen. Wie es oben angemerkt wurde, können die Gleichsignalentfernungsschaltungen auch eine Tiefpasscharakteristik aufweisen, die eingestellt sein kann, um Raumfrequenzkomponenten bei hohen Frequenzen zu entfernen. Somit können die Gleichsignalentfernungsschaltungen eine Bandpasscharakteristik aufweisen. Die Gleichsignalentfernungsschaltungen wandeln das ursprüngliche Bild in ein Bild von lokalen Unterschieden um. Der Lokale-Unterschiede-Lösungsansatz führt dazu, dass das ursprüngliche Bild zerstört wird, aber für Anwendungen, wie z. B. die Bestimmung einer Scannerbewegung relativ zu einem Original ist dies kein Problem. Die Entfernung von Niederraumfrequenzen behält die Integrität von Korrelationssignalen bei. Darüber hinaus hat der Lokale-Unterschiede-Lösungsansatz den zusätzlichen Vorteil des Reduzierens der dynamischen Bereichsanforderungen des Rechenarrays 21, das tatsächlich die Bildkreuzkorrelationen berechnet.

Zusätzlich zum Überwinden der nachteiligen Effekte von Schwankungen bei der Beleuchtung eines Substrats, wie es durch den Navigationssensor 24 betrachtet wird, macht die Entfernung von Niederraumfrequenzen die Navigationsoperation weniger anfällig für Dinge wie z. B. dass der Navigationssensor so positioniert wird, dass eine Hauptregion des Arrays Papierfasern einer schattierten Region eines abgetasteten Originals betrachtet, während die Papierfasern, die durch einen zweiten Abschnitt des Arrays betrachtet werden, außerhalb der schattierten Region liegen.

Da die Spaltenübertragungsverstärker 17 die erfassten Bilddaten in einer zeit-multiplexten Zeile-um-Zeile-Weise übertragen, kann eine Gleichsignalentfernung bei paralleler Verarbeitung stattfinden. In 11 sind fünf Photoempfängerausgänge 188, 190, 192, 194 und 196 von fünf unterschiedlichen Spaltenübertragungsverstärkern mit Schaltnetzwerken 198, 200, 202, 204 und 206 leitfähig verbunden. Jedes Schaltnetzwerk steuert seine Eingänge tormäßig durch eine Reihe von Schaltern, die durch digitale Steuereingänge von der Steuerlogik 25 von 3 gesteuert werden. Die Ausgänge jedes Schaltnetzwerkes 198–206 sind in einem zugeordneten Gleichsignalentfernungsverstärker 208, 210 und 212 verbunden. Abhängig von dem Schaltnetzwerk können die Gleichsignalentfernungsschaltungen in jedem einer Anzahl von Modi sein, einschließlich einem Testmodus und einem Gleichsignalentfernungsdeaktiviertmodus.

Mit kurzer Bezugnahme auf 15 wird ein Beispiel von vier möglichen Funktionsweisen des Gleichsignalentfernungsverstärkers 210 von 11 charakterisiert. In dem NODCR-(Keine-Gleichsignalentfernung-)Modus ist der Ausgang 236 des Verstärkers 210 der gleiche wie der Eingang INP, der direkt durch das Schaltnetzwerk 202 mit der Photoempfängerausgangsleitung 192 verbunden ist. In dem TST-(Test-)Modus hängt das Ausgangssignal des Gleichsignalentfernungsverstärkers von drei bekannten Testausgängen ab: TC, TL und TR.

In den Gleichsignalentfernungsmodi von F1 und F2 sind Niederraumfrequenzkomponenten des Photoempfängerausgangs PHR(i) auf der Leitung 192 entfernt. Nachfolgend wird die Implementierung der Schaltungsanordnung von 1 näher erklärt, zum Subtrahieren des Photoempfängerausgangs auf der Leitung 188 von dem Photoempfängerausgang 192. Der Begriff DCRCM bezieht sich auf einen Gleichsignalwert, der ausgewählt ist, um einen positiven Mittelbereichsspannungswert festzulegen zum Ermöglichen einer nachfolgenden Verarbeitung des analogen Signals von der WDATA(i)-Leitung 236. Der F2-Modus von 15 unterscheidet sich von dem F1-Modus in seiner Auswahl von Photoempfängerausgängen an gegenüberliegenden Seiten des Photoempfängerausgangs PHR(i). Weil das Schaltnetzwerk 202 nicht mit den nächsten Nachbarphotoempfängern verbunden ist, wird eine breitere Abtastung zum Entfernen von Niederfrequenzinformationen erreicht. Der „Primäreingang" in dem F1- und F2-Modus ist der PHR(i)-Ausgang und lokale Differenzierung wird erreicht durch die Subtraktion von Sekundäreingängen von PHR(i + 2) und PHR(i – 2). Ein Ausführungsbeispiel, das eine zweidimensionale Gleichsignalentfernung ermöglicht, wird nachfolgend mit Bezugnahme auf 16 und 17 beschrieben.

Die Funktion des Mittelschaltnetzwerkes 202 wird mit Bezugnahme auf 11, 12 und 13 näher beschrieben. Zusätzlich zu der Verbindung 192 mit dem wirksam zugeordneten Photoempfänger PHR(i) empfängt das Schaltnetzwerk 202 Eingänge von den Photoempfängerausgängen 188 und 196, die die Photoempfänger sind, die durch zwei von den Photoempfängern von Interesse entfernt wurden. Die Photoempfängerausgänge werden über die vorher beschriebenen Übertragungsverstärker empfangen.

Andere Eingänge für einen möglichen Ausgang durch jedes Schaltnetzwerk 202 sind Testeingänge TL 214, TR 216 und TC 218. Die Testeingänge werden von der Steuerlogik 25 von 3 empfangen. Schließlich ist ein Gleichsignalentfernungsgleichtakt-(DCRCM-)Eingang 220 mit jedem Schaltnetzwerk verbunden, für eine potentielle Ausgabe zu dem zugeordneten Gleichsignalentfernungsverstärker 210. DCRCM ist ein Gleichtaktsignal, das im wesentlichen eine Hinzufügung eines Gleichsignalterms ist, um es dem Bildsignal zu ermöglichen, innerhalb des Betriebsbereichs der nachfolgenden Schaltungsanordnung zu variieren. Falls beispielsweise das Rechenarray 21 von 3 Betriebsverstärker umfasst, die linear nur zwischen 0 Volt und 5 Volt als ihren Eingang arbeiten, kann das Gleichtaktsignal als 2,5 Volt ausgewählt werden.

Mit besonderer Bezugnahme auf 13 ist das Schaltnetzwerk konfiguriert durch Einstellen eines binären Eingangspaars CFIG1 222 und CFIG0 224 auf eine von vier möglichen Kombinationen. Außerdem kann ein Kalibrierungssignal an der CAL-Leitung 226 empfangen werden. Das CAL-Signal wird verwendet, um eine Bedingung zu liefern, in der nur die INP(i)-Leitung 228 ein Signal von dem Schaltnetzwerk 202 zu dem Gleichsignalentfernungsverstärker 210 leitet. Somit trennt das CAL-Signal die DIN-Ausgänge 230, 232 und 234 während einer Versatzkorrekturoperation, die von der Versatzsteueroperation der Übertragungsverstärker getrennt ist.

Die Schaltungsanordnung von 11–13 kann auf eine von vier Weisen konfiguriert werden durch Steuern der Konfigurationssignale an den Leitungen 222 und 224. In einem ersten Modus wird eine Gleichsignalentfernung deaktiviert. In diesem Modus wird der Photoempfängerausgang auf der Leitung 192 über die INP(i)-Leitung 228 weitergeleitet zu dem WDATA(i)-Ausgang 236. Das heißt, der Gleichsignalentfernungsverstärker 210 wirkt als ein Eins-Verstärker, in dem PHR(i) = INP(i) = WDATA(i). Die DIN-Signale entlang den Ausgängen 230, 232 und 234 werden in diesem Modus nicht verwendet, da die Gates 242 und 252 in 13 nicht die erforderlichen Gleichsignalentfernungsfreigabesignale an den Leitungen 244–250, 256 und 258 liefern.

In einem zweiten Modus definieren die Konfigurationssignale an den Leitungen 222 und 224 einen Testmodus, in dem das Gate 242 Freigabesignale an den Leitungen 244 und 246liefert. Bei dieser Bedingung wird der DCRCM-Gleichtakteingang 220 durch das Schaltnetzwerk 202 zu der INP(i)-Leitung 228 geleitet. Die Testeingänge TL 214, TR 216 und TC 218 werden durchgeleitet zu den Ausgängen 234, 232 bzw. 230. Die Testeingänge sind bekannte Signale und ermöglichen eine vollständige Charakterisierung des Gleichsignalentfernungsverstärkers 210.

Eine dritte Konfiguration des Schaltnetzwerkes 202 wird als der Gleichsignalentfernungsfunktions-1-Modus bezeichnet. In dem F1-Modus ist die INP(i)-Leitung 228 mit der DCRCM-Leitung 220 verbunden, DINP(i) = PHR(i), DINMO(i) = PHR(i – 2) und DINMI(i) = PHR(i – 2). Dieser dritte Modus wird aktiviert durch Liefern eines logisch hohen Zustands an der Leitung 250 und eines logisch niedrigen Zustands an der Leitung 248 durch das Gate 252.

Die vierte Konfiguration wird als Gleichsignalentfernungsfunktions-2-Modus bezeichnet. In dem F2-Modus sind die Signale an den Ausgängen 228, 230 und 232 gleich wie diejenigen des F1-Modus, d. h. INP(i) = DCRCM, DINP(i) = PHR(i), und DINMO(i) = PHR(i – 2). Der F2-Modus verbindet jedoch den DINM1(i)-Ausgang 232 mit der PHR(i + 2)-Leitung 196. Das Gate 254 löst die ordnungsgemäßen Signale entlang den Leitungen 256 und 258 aus, zum Aktivieren des F2-Modus.

Der Gleichsignalentfernungsverstärker 210 ist in 14 gezeigt. Der Verstärker umfasst eine erste Differenzzelle Ay 260 und eine zweite Differenzzelle Ax 262. Der INP(i)-Ausgang 228 wird an der zweiten Differenzzelle empfangen, während die anderen drei Ausgänge 230, 232 und 234 von 12 an der ersten Differenzzelle empfangen werden.

Die zweite Differenzzelle 262 umfasst ein Differenzpaar von Transistoren 264 und 266. Die Transistoren 268 und 270 liefern eine Stromspiegellast für Transistoren 264 und 266. Eine verschachtelte kaskadierte Ausgangsstufe wird durch vier seriell verbundene Transistoren 272, 274, 276 und 278gebildet. Zusätzlich zu den Transistoren 272 und 278 sind die Transistoren 280 und 282 durch die Spannungen NCON4 und PCON4 vorgespannt, um als Konstantstromquellen zu wirken. Diese zwei Spannungen und auch die Vorspannungsspannungen VBP und VBN werden durch Konstantspannungsquellen erzeugt und geliefert.

Wie es nachfolgend näher erklärt wird, umfasst der Gleichsignalentfernungsverstärker 210 eine Versatzkorrekturschaltungsanordnung. Transistoren 284 wirken als Schalter, um eine Eins-Verstärkungsrückkopplung zu erreichen. Versatzkorrekturtransistoren 286, 288, 290 und 292 sind in der Triodenregion vorgespannt, um eine Versatzkorrektur in den Verstärker einzuführen.

Die Gleichsignalentfernungsoperation wird aktiviert durch „Ein"-Schalten der Transistoren 294 und 296 unter Verwendung der Signalleitungen 238 und 240, die vorher mit Bezugnahme auf 13 beschrieben wurden. Andererseits wird die Gleichsignalentfernung deaktiviert, wenn die Schalter 294 und 296 „aus"-geschaltet werden, so dass der Verstärker 210 ein einfacher Eins-Verstärkungspufferverstärker wird, ohne den Ausgang WDATA(i) = INP(i).

In einem Gleichsignalentfernungsmodus erzeugt die erste Differenzzelle 260 einen Strom (I_y) gleich: I_y = gm_y(2·DINP – (DINM0 + DINM1))(1)

Auf gleiche Weise erzeugt die zweite Differenzzelle 262 einen Strom (I_x) gleich: I_x = gm_x(INP – WDATA)(2)

Da die zweite Differenzzelle eine negative Rückkopplung umfasst, die in 11 einfach als eine Rückkopplungsleitung 298 gezeigt ist, wird der Strom I_x auf –I_y gezwungen. Wenn folglich die Gleichsignalentfernung aktiviert ist: gm_y(2·DINP – (DINM0 + DINM1)) = –gm_x(INP – WDATA)(3) die Gleichung (3) kann neu geschrieben werden als:

Die Transkonduktanz gm_x wird durch eine Bank 300 von acht Transistoren moduliert. Vier der Transistoren in der Bank sind in der Triodenregion durch eine Spannung GAINADJ vorgespannt, um als Verstärkungsdegenerationswiderstände für das Differenzpaar von Transistoren 264 und 266 zu wirken. Die anderen vier Transistoren in der Bank 300 werden als Schalter verwendet, um selektiv die Verstärkungsdegenerationswiderstands-Transistoren zu überbrücken und sind unter der Steuerung der G1 und G2 Digitalverstärkungssteuereingänge. Die G1 und G2 Spannungen werden durch die in 3 gezeigte Steuerlogik 25 eingestellt.

In der Bank 300 von acht Transistoren können die vier resistiven Transistoren 302, 304, 306 und 308 bezeichnet werden als r₃₀₂, r₃₀₄, r₃₀₆ bzw. r₃₀₈. Einschließlich den Effekten der Verstärkungsdegenerationswiderstände ist die Transkonduktanz der zweiten Differenzzelle 262:

Unter Verwendung von &bgr;₂₆₄ und &bgr;₃₀₂ zum Bezeichnen von u₀C_0xW/2L für Transistoren 264 und 302 und durch Vernachlässigen von VDS₃₀₂ und VDS₃₀₄ kann gm_x0r₃₀₂ ausgedrückt werden als:

Gleichartig dazu kann unter Vernachlässigung von VDS₃₀₆ und VDS₃₀₈ gm_x0r₃₀₂ ausgedrückt werden als:

Mit gm_y gm_x0, &bgr;₂₆₄/&bgr;₃₀₂ = 4 und &bgr;₂₆₄/&bgr;₃₀₆ = 8, können die Gleichungen (5), (6) und (7) verwendet werden, um gm_y/gm_x aus zudrücken als:

Für nominale Vorspannungsbedingungen und GAINADJ = 5 Volt kann die Gleichung (8) vereinfacht werden auf:

Das Einsetzen der Gleichung (8) in die Gleichung (4) ergibt die Verstärkernominalübertragungs-Charakteristik: WDATA = INP + (1 + 0,75·G1 + 1,50·G2)(2·DINP – (DINM0 + DINM1))(10)

Wie es oben angemerkt wurde, kann das Schaltnetzwerk 202 von 12 und 13 verwendet werden, um den Gleichsignalentfernungsverstärker 210 in einen von vier Modi zu versetzen. 15 ist die Tabelle, die die Übertragungscharakteristika der Schaltungsanordnung in jedem der vier Modi zusammenfasst. In den Gleichsignalentfernungsmodi von F1 und F2 werden Niederraumfrequenzkomponenten des Photoempfängerausgangs 192 von 11 tatsächlich entfernt durch Subtrahieren des Mittelwerts der Signale, die durch einen Gleichsignalentfernungsverstärker 210 von zwei oder mehr Photoempfängern empfangen werden, von einem Signal von Interesse. In dem F1-Modus ist das Signal von Interesse das PHR(i)-Signal von der Leitung 192. Dieses Signal wird an der DINP(i)-Leitung 230 in 14 empfangen. Da DINP(i) sowohl mit dem Transistor 314 als auch dem Transistor 316 verbindet, ist PHR(i) in der Gleichung des F1-Modus als multipliziert mit Zwei gezeigt. In diesem Modus wird das Signal von PHR(i – 2) zu sowohl der DINM1(i)-Leitung 232 als auch der DINM0(i)-Leitung 234 geschaltet, so dass PHR(i – 2) ebenfalls mit Zwei multipliziert wird. Der Differenzwert wird multipliziert mit gm_y/gm_x, der von dem DCRCM-Wert subtrahiert wird. Erneut ist der DCRCM-Wert ausgewählt zum Festlegen eines positiven Mittelbereichsspannungswerts für eine nachfolgende Verarbeitung des analogen Signals bei der WDATA(i)-Leitung 236.

In dem F2-Modus von 15 bleiben die Signale an der INP(i)-Leitung 228, der DINP(i)-Leitung 230 und der DINM0(i)-Leitung 234 gleich, aber die DINM1(i)-Leitung 232 wird von der Verbindung mit der PHR(i – 2)-Ausgangsleitung 188 zu der PHR(i + 2)-Leitung 196 geschaltet. Das Filtern gemeinsamer Komponenten tritt auf, aber die Gemeinsamkeit ist mit Bezugnahme auf drei Photoempfänger anstatt auf zwei. Der Photoempfänger PHR(i) steuert die Transistoren 314 und 316. Der Photoempfänger PHR(i – 2) steuert den Transistor 318, während der Photoempfänger PHR(i + 2) den Transistor 320 steuert.

Die Anzahl von Transistoren, die durch jeden Photoempfänger gesteuert werden, oder die Bereiche solcher Transistoren können variiert werden, um die Gewichtung der unterschiedlichen Photoempfänger zu variieren.

Die Schaltungen von 16 und 17 liefern eine Modifikation des F2-Modus. In 16 wird das Signal von einem Photoempfänger ohne Verzögerung zu der Leitung 192 geleitet. Das heißt, das Signal entlang 192 ist in Echtzeit (t). Ein Paar von Verzögerungsschaltungen 290 und 292 ist in der Reihe entlang einer zweiten Leitung 294 geschaltet. Das Signal an der Leitung 294 ist der Photoempfängerausgang mit einer Verzögerung von 2&tgr;.

Die Verzögerungsschaltungen 290 und 292 entlang der zweiten Leitung 294 ermöglichen eine zweidimensionale Gleichsignalentfernung. Das heißt, ein Sekundäreingang für eine Gleichsignalentfernung kann von einer anderen Zeile innerhalb der gleichen Spalte sein wie die Quelle des Primäreingangs. Der F2-Modus wird dann:

Die Schaltung von 17 wird verwendet, um die F2-Funktionsweise zu implementieren. Gemeinsame Leitungen in 12 und 17 werden durch identische Bezugszeichen identifiziert. Die Schaltung von 17 bleibt die gleiche bezüglich des Primäreingangs an der Leitung 192 und einen der Sekundäreingänge an der Leitung 188. Der Sekundäreingang an der Leitung 294 ist jedoch von dem gleichen Übertragungsverstärker wie der Primäreingang an der Leitung 192. Der Eingang ist von der gleichen Spalte, aber die Verzögerung von 2&tgr; ergibt sich daraus, dass der Sekundäreingang von einer anderen Zeile ist. Vorzugsweise ist die Verzögerung &tgr; gleich der Abtastzeit der Übertragungsverstärker.

Die Verwendung der Verzögerungsschaltungen 290 und 292 in 16 ist nicht wesentlich für den Betrieb der zweidimensionalen Gleichsignalentfernungsfunktion. Beispielsweise können die entsprechenden Sekundäreingänge geliefert werden durch Abtasten-und-Halten-Schaltungen, die auf eine Round-Robin-Weise arbeiten.

Die Schaltungen von 12–14 und 16 und 17 überwinden wirksam die nachteiligen Effekte von Schwankungen bei der Beleuchtung eines Substrats, das durch ein Photoempfängerarray betrachtet wird. Darüber hinaus ist bei der Verwendung der Erfindung beim Liefern von Navigationsinformationen, wie es oben angemerkt wurde, die Navigationsoperation weniger beeinträchtigt durch Dinge wie z. B. dass ein Abschnitt eines Navigationsarrays Papierfasern einer schattierten Region eines abgetasteten Originals betrachtet, während die Papierfasern, die durch einen zweiten Abschnitt des Arrays betrachtet werden, außerhalb der schattierten Region des Originals sind.

Obwohl dies nicht wesentlich ist, umfasst der Gleichsignalentfernungsverstärker 210 von 14 Versatzkorrektur zum Reduzieren von Spannungsversätzen, wie z. B. diejenigen, die durch herstellungsinduzierte Variationen in Vorrichtungsparametern erzeugt werden. Transistoren 322, 324, 326, 328, 330 und 332 werden verwendet, um Versatzkorrektur zu implementieren. Um einen Versatzkorrekturzyklus durchzuführen, wird der Schalter 322 mit dem CAL-Eingangssignal in der Leitung 226 „ein"-geschaltet und verbindet dadurch den Gleichsignalverstärkerausgang WDATA(i) mit einem OFST_CTRL-Knoten 334. Die negative Rückkopplung, wie sie durch die Leitung 298 in 11 an der zweiten Differenzzelle 262 gezeigt ist, wird durch „Aus"-schalten des Transistors 284 getrennt. Die Differenzeingänge zu den Zellen 260 und 262 werden kurzgeschlossen durch die Nebenschlussschalttransistoren 328, 330 und 332. Wenn die Eingänge kurzgeschlossen sind, verstärkt der Gleichsignalentfernungsverstärker 210 den Eingangsversatz. Versatzkorrekturtransistoren 286, 288, 290 und 292 sind in der Triodenregion vorgespannt. Falls die Spannung an dem OFST_CTRL-Knoten 334 nicht gleich der Vorspannungsspannung VBP ist, sind Stromspiegel, die durch die Transistoren 268 und 270 und die Transistoren 336 und 338 geliefert werden, unsymmetrisch und erzeugen eine zusätzliche Spannung an dem WDATA(i)-Ausgang 236. Wenn A₀₁ die offene Schleifenverstärkung des Verstärkers 210 von den herkömmlichen Eingängen ist, ist der Verstärker bestimmt, um die folgende Beziehung zwischen dem OFST_CTRL-Knoten und dem Ausgang 236 aufzuweisen:

Wenn der Verstärkerausgang über den Transistor 322 mit dem OFST_CTRL-Knoten verbunden ist, wird ein neuer negativer Rückkopplungsweg eingeführt. Da die Verstärkung von dem OFST_CTRL-Knoten zu dem Verstärkerausgang etwa 100 Mal geringer ist als die Verstärkung von dem herkömmlichen Eingang zu dem Ausgang bewirkt der temporäre negative Rückkopplungsweg, der durch den Transistor 322 erzeugt wird, dass ein Signal gleich 100 Mal dem Eingangsversatz zwischen dem OFST_CTRL und der Vorspannungsspannung VBP entwickelt wird.

An dem Ende eines Kalibrierungszyklus wird der CAL-Eingang zu einem logisch niedrigen Zustand gebracht, so dass der OFST_CTRL-Knoten 334 von dem WDATA(i)-Ausgang 236 getrennt ist. Der Transistor 324 wird als ein Kondensator etwa gleich 300 fF verwendet. Das Versatzkorrektursignal, das während dem Korrekturzyklus erzeugt wird, wird als Ladung an dem Gate des Transistors 324 gespeichert. Falls gewünscht, kann die Versatzkorrektur deaktiviert werden durch Treiben des Gates des Transistors 326 auf einen niedrigen Zustand über die Leitung 340 und dadurch Überbrücken des OFST_CTRL-Knotens 334 zu dem Vorspannungseingang VBP.