Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Demodulieren eines digital modulierten Signals, auf einen adaptiven Demodulator zum Demodulieren eines digitalen Signals, welches entsprechend einem auswählbaren Modulationssystem aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen moduliert ist, sowie auf eine drahtlose Telekommunikationsvorrichtung, wie eine Basisstation, mit einem derartigen adaptiven Demodulator.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf das technische Gebiet der drahtlosen Übertragungssysteme und insbesondere auf solche drahtlosen Übertragungssysteme, die zu einer sogenannten Verbindungsanpassung imstande sind. Eine Anpassung des Modulationssystems an die aktuellen Kanalbedingungen ist als ein eleganter Weg dafür bekannt, die Übertragungsleistung in einem drahtlosen Übertragungssystem zu optimieren. Diese Anpassung des Modulationssystems, die auch als „Verbindungsanpassung" bekannt ist, nutzt unterschiedliche Modulationssysteme, wie beispielsweise das BPSK-System oder das QPSK-System in Abhängigkeit vom Kanal-Störabstand, um die geforderte Bitfehlerratenleistung zu erzielen.

Um das Modulationssystem zu ändern, hat der Sender die Empfangsseite vorab über das verwendete System zu informieren (zusammen mit einer Bestätigung). Entsprechend dem Stand der Technik wird dies durch einen gewissen Overhead erreicht, wenn das Modulationssystem geändert wird, oder durch Bereitstellen eines gesonderten Signalisierungskanals. Daher ist es bekannt, dass die Änderung des Modulationssystems mit der Signalisierung des Modulationssystems verbunden ist, was vorab mit oder ohne Bestätigung oder durch eine „In-Band"-Signalisierung erfolgt, bei der zweckbestimmte Symbole im übertragenen Symbolstrom das in den anderen Daten übertragenden Symbolen benutzte System beschreiben. Es ist offensichtlich, dass die Notwendigkeit zur spezifischen Signalisierung des benutzten Modulationssystems die effektive Bitrate der Übertragung berührt.

Entsprechend dem Stand der Technik tritt ferner der Nachteil auf, dass im Falle einer Vorabsignalisierung der Informationssymbole das Modulationssystem in Abhängigkeit von der Übertragungsqualität und ohne Overhead für eine Signalisierung nicht „im Fluge" geändert werden kann.

Im Dokument „On the Error Rate Evaluation and Modulation Classification for coherent and non-coherent PSK signals using the Transformation of Random Variable – zur Fehlerratenbewertung und Modulationsklassifikation für kohärente und nichtkohärente PSK-Signale unter Heranziehung der Transformation einer Zufallsvariablen", von Han et al., veröffentlicht am 23. Mai 1993, ist eine Modulationsart-Klassifizierungseinrichtung auf der Grundlage von statistischen Momenten vorgeschlagen worden. Das angewandte Verfahren umfasst die Schritte des Ableiten eines optimalen Schwellwerts und des Berechnen der mittleren Bitfehlerwahrscheinlichkeit für ein kohärentes und nichtkohärentes BPSK-System unter Heranziehung der neuen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion, die aus der Transformation einer Zufallsvariablen erhalten wird. Eine Bayes-Klassifizierungseinrichtung wird zum Klassifizieren der BPSK- und QPSK-Signale unter Heranziehung einer neuen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion von kohärent und nicht-kohärent demodulierten Signalen verwendet. Die betreffende Klassifizierungseinrichtung nutzt das statistische Moment der Abtastproben der empfangenen Signalsphase sowie die abgetasteten Momente von demodulierten Signalen aus, die als ausreichende statistische Größen dafür herangezogen werden können, die Modulationsart der BPSK- und QPSK-Signale zu erkennen.

In dem Dokument „Signal Classification using statistical Moments – Signalklassifizierung unter Heranziehung von statistischen Momenten" von Soliman und Sue, Mai 1992, ist ein automatischer Modulationsklassifizierungsalgorithmus vorgeschlagen worden, bei dem die statistischen Momente der Signalphase verwendet werden, um die Modulationsart von generellen M-artigen PSK-Signalen zu klassifizieren. Für derartige Signale ist das N-te Moment (N ist geradzahlig) der Phase des Signals eine monoton ansteigende Funktion von M, und es kann daher als Unterscheidungs- bzw. Diskriminierungsmerkmal dafür herangezogen werden, „MPSK-Signale" zu klassifizieren. Durch einen Schwellwertvergleich wird eine Entscheidung zur Klassifizierung der Signale erhalten.

In dem Papier „Computer simulation of an automatic classification procedure for digitally modulated communication signals with unknown parameters – Computersimulation einer automatischen Klassifizierungsprozedur für digital modulierte Kommunikationssignale mit unbekannten Parametern" von Liedke, 1984, ist eine Prozedur beschrieben, die eine automatische Echtzeit-Klassifizierung der folgenden Modulationsarten ermöglicht: Amplitudenumtastung (ASK), Frequenzumtastung (FSK) mit geringer Frequenzabweichung und Phasenumtastung (PSK). Ein unbekanntes Signal wird zunächst mit einer Antenne empfangen und durch einen Analog/Digital-Wandler digitalisiert. In einem nächsten Schritt wird das Signal unter Heranziehung von verschiedenen Filterbandbreiten zur ungefähren Anpassung an die Bandbreiten des unbekannten Signals gefiltert. Zu diesem Zweck wird eine sogenannte konzentrische endliche Impulsantwort (FIR) empfohlen. Das gefilterte Signal wird mittels eines Universal-Demodulators demoduliert, der sämtliche interessierenden Modulationsarten ohne spezielle Einstellung der Modulatorparameter demodulieren kann. Eine Vielzahl der Demodulatoren wird verwendet, wobei jeder Modulator auf gerade ein Filter (Bandbreite) der konzentrischen Filterbank angepasst ist. In einem nächsten Merkmalsextraktionsschritt werden folgende Signalparameter extrahiert: Amplitude, momentane Frequenz und Phase. Ein Mikrocomputer nutzt die betreffenden Parameter für eine Merkmalsanalyse und -klassifizierung.

In dem Dokument FR 2.713.799 ist ein Verfahren zum automatischen Erkennen der Modulation eines empfangenen Signals vorgeschlagen. Das empfangene Signal wird zunächst aus den komplexen digitalen Abtastproben gefiltert und digitalisiert, und statistische Momente der Ordnung 1 bis 4 über die Amplitude, Phase und Frequenz werden extrahiert. Die betreffenden statistischen Momente werden durch einen Vektor aus 2048 digitalen Abtastproben berechnet, die in einem Speicherblock zur Berechnung des Moduls, des Arguments und der Phasenverschiebung der jeweiligen digitalen Abtastprobe gespeichert sind, welche einen reellen Amplitudenanteil und einen imaginären Amplitudenanteil aufweist. Das statistische Moment der Ordnung 1 bis 4 bezüglich der Amplitude, der Phase und der momentanen Signalfrequenz kann dann auf der Grundlage jener drei Vektoren des Moduls, des Arguments und der momentanen Frequenz berechnet werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Ermitteln eines Modulationssystems, welches auf der Sendeseite angewandt wird, und zum Ermitteln einer Änderung des Modulationssystems auf der Sendeseite ohne einen ausgeprägten Signalisierungskanal oder ausgeprägte Signalisierungssymbole bereitzustellen.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. In den abhängigen Ansprüchen sind Weiterentwicklungen des Erfindungsgedankens erfasst.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird daher ein Verfahren zum Demodulieren eines digital modulierten Signals bereitgestellt. Ein moduliertes digitales Signal wird empfangen, wobei das empfangene Signal entsprechend einem Modulationssystem aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen moduliert ist. Informationssymbole des modulierten Signals selbst werden statistisch verarbeitet, um zumindest ein Anzeigesignal zu erhalten. Das empfangene modulierte digitale Signal wird dann entsprechend einem ausgewählten Demodulationssystem demoduliert, wobei das Demodulationssystem auf der Grundlage des Wertes des zumindest einen Anzeigesignals ausgewählt wird.

Das modulierte digitale Signal kann aus Einheiten bestehen, die jeweils eine Vielzahl von Symbolen umfassen. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden sämtliche Symbole einer Einheit für die statistische Verarbeitung herangezogen, um das zumindest eine Anzeigesignal zu erhalten.

Bezüglich des zumindest einen Anzeigesignals wird eine Entscheidung vorgenommen, um das entsprechend dem Ergebnis der Entscheidung anzuwendende Demodulationssystem auszuwählen, wobei die Entscheidung auf einem Vergleich einer Vielzahl von Anzeigesignalen miteinander und/oder auf einem Vergleich eines Anzeigesignals mit einem bestimmten Schwellwert basiert.

Das empfangene modulierte digitale Signal kann entsprechend unterschiedlichen PSK-Modulationssystemen, wie entsprechend dem BPSK- und QPSK-Modulationssystem moduliert sein.

Zumindest ein Anzeigesignal kann dadurch erhalten werden, dass der nächstmögliche Konstellationspunkt eines angenommenen PSK-Modulationssystems bestimmt wird, dass eine komplexe Multiplikation des konjugierten komplexen Wertes des bestimmten nächstmöglichen Konstellationspunkts mit dem empfangenen Symbol erfolgt und dass eine statistische Verarbeitung lediglich der In-Phase befindlichen Komponente des Ergebnisses der komplexen Multiplikation vorgenommen wird.

Die statistische Verarbeitung kann eine statistische Verarbeitung zweiter Ordnung sein.

Ein bei dem Vergleichsschritt mit dem Schwellwert zu vergleichendes Anzeigesignal kann dadurch erhalten werden, dass die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Phase-Komponente des empfangenen Signals getrennt werden, dass eine gesonderte statistische Verarbeitung der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente des empfangenen Signals vorgenommen wird und dass die statistisch verarbeitete In-Phase-Komponente und die Quadratur-Phase-Komponente verglichen werden. Das Anzeigesignal wird in diesem Fall entsprechend dem Ergebnis dieses Vergleichs erzeugt.

Das empfangene Signal kann vor der Trennung der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente mit sich selbst multipliziert werden, um eine statistische Verarbeitung zweiter Ordnung zu erzielen.

Das empfangene Signal kann um eine Phase von &pgr;/4 zur Trennung der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente gedreht werden, was insbesondere im Falle eines OFDM-modulierten Signals von Vorteil ist.

Das empfangene modulierte digitale Signal kann durch eine Zeitsteuerungs-Detektierung und eine Zeitsteuerungs-Korrektur vor Abgabe an die statistischen Verarbeitungsschritte verarbeitet werden.

Wie bereits ausgeführt, kann das empfangene modulierte digitale Signal ein OFDM-moduliertes Signal sein.

Das empfangene modulierte digitale Signal kann ein BPSK- oder ein QPSK-moduliertes Signal sein, wobei die BPSK-Konstellationspunkte mit QPSK-Konstellationspunkten koinzidieren. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass die BPSK-Konstellationspunkte eine Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte darstellen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ferner ein adaptiver Demodulator zum Demodulieren eines entsprechend einem auswählbaren Modulationssystem aus einer Vielzahl von bestimmten Arten von Modulationssystemen modulierten digitalen Signals bereitgestellt. Der adaptive Demodulator umfasst einen Empfangsabschnitt für das modulierte digitale Signal. Ferner ist ein Prozessor zur statistischen Verarbeitung von Informationssignalen des modulierten Signals selbst und zur Abgabe zumindest eines Anzeigesignals vorgesehen, welches das Ergebnis der statistischen Verarbeitung repräsentiert. Eine Steuereinrichtung erzeugt ein Steuersignal auf der Grundlage des zumindest einen Anzeigesignals. Ein Demodulator demoduliert das empfangene modulierte digitale Signal entsprechend einem ausgewählten Demodulationssystem, wobei das Demodulationssystem auf der Grundlage des Steuersignals ausgewählt wird.

Das modulierte digitale Signal kann aus Einheiten bestehen, die jeweils eine Vielzahl von Symbolen umfassen. In diesem Fall berücksichtigt der Prozessor gemäß der vorliegenden Erfindung sämtliche Symbole einer Einheit für die statistische Verarbeitung, um das zumindest eine Anzeigesignal zu erhalten.

Die Steuereinrichtung kann eine Entscheidungsschaltung umfassen, welche eine Entscheidung bezüglich des zumindest einen Anzeigesignals vornimmt, um das durch den Demodulator entsprechend dem Ergebnis der Entscheidung anzuwendende Demodulationssystem auszuwählen, wobei die Entscheidung auf einem Vergleich einer Vielzahl von Anzeigesignalen miteinander basiert. Alternativ kann die Entscheidung auf einem Vergleich eines Anzeigesignals mit einem bestimmten Schwellwert basieren, der der Entscheidungsschaltung jeweils zugeführt wird.

Das empfangene modulierte Signal kann ein PSK-moduliertes Signal sein.

Der Prozessor kann zur Bestimmung des nächstmöglichen Konstellationspunkts eines angenommenen PSK-Modulationssystems aufgebaut sein. Ferner kann eine Einrichtung zur komplexen Multiplikation des konjugiert komplexen Wertes eines bestimmten nächstmöglichen Konstellationspunkts mit dem empfangenen Symbol vorgesehen sein. Ferner kann eine Einrichtung zur statistischen Verarbeitung lediglich der In-Phase-Komponente des Ergebnisses der komplexen Multiplikation angeordnet sein.

Der Prozessor kann eine statistische Verarbeitung zweiter Ordnung ausführen.

Der Prozessor kann eine Einrichtung zum Trennen der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente eines Symbols des empfangenen Signals umfassen. Ferner sind Einrichtungen zum Trennen der statistischen Verarbeitung der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente des empfangenen Signals sowie Einrichtungen zum Vergleichen der statistisch verarbeiteten In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente vorgesehen.

Eine Multipliziereinrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit sich selbst vor Abgabe des betreffenden Signals an die Einrichtung zum Trennen der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Phase-Komponente eines Symbols des empfangenen Signals kann vorgesehen sein.

Eine Phasen-Dreheinrichtung zum Drehen der Phase des empfangenen Signals um &pgr;/4 vor Abgabe des betreffenden Signals an die Trenneinrichtung für die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Phase-Komponente kann vorgesehen sein, was insbesondere im Falle eines OFDM-modulierten Signals von Vorteil ist.

Eine Zeitsteuerungs-Detektierungs- und Zeitsteuerungs-Korrektureinrichtungsverarbeitung des empfangenen modulierten digitalen Signals vor Abgabe an den Modulator kann vorgesehen sein.

Das empfangene modulierte digitale Signal kann ein BPSK- oder ein QPSK-moduliertes Signal sein, wobei die BPSK-Konstellationspunkte mit QPSK-Konstellationspunkten koinzidieren.

Ferner wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine drahtlose Telekommunikationsvorrichtung bereitgestellt, die einen adaptiven Demodulator gemäß der Erfindung bzw. gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche umfasst. Die drahtlose Telekommunikationsvorrichtung kann insbesondere eine Basisstation eines Telekommunikationssystems sein.

Weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren der Zeichnungen anhand einer detaillierten Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung deutlicher werden. In den Zeichnungen sind dieselben Bezugszeichen im Zusammenhang mit denselben oder äquivalenten Elementen der verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung verwendet.

1 zeigt schematisch einen Empfängerblock gemäß der vorliegenden Erfindung.

2 zeigt ein bekanntes QPSK-Konstellationssystem.

3 zeigt ein bekanntes BPSK-Konstellationssystem.

4 zeigt schematisch einen konventionellen Differenz-Modulator.

5 zeigt im Einzelnen den in 4 dargestellten konventionellen Differenz-Modulator.

6 zeigt einen Differenz-Detektor, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist.

7 zeigt eine kohärente Modulationseinheit, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist.

8 zeigt eine erste bevorzugte Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

9 veranschaulicht die Leistung des in 8 dargestellten adaptiven Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

10 zeigt eine zweite Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

11 veranschaulicht die Leistung des in 10 dargestellten adaptiven Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

12 zeigt eine dritte Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

13 veranschaulicht die Leistung des in 12 dargestellten adaptiven Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

14 zeigt eine vierte Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

15 veranschaulicht die Leistung des in 14 dargestellten Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

16 zeigt eine fünfte Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

17 veranschaulicht die Leistung des in 16 dargestellten adaptiven Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

18 veranschaulicht die Frequenzbereichs-Differenzmodulation gemäß einer OFDM-Übertragung.

19 zeigt die Informationsblöcke gemäß einer OFDM-Übertragung.

20 zeigt ein modifiziertes BPSK-Konstellationssystem (BPSK-Konstellationspunkte als Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte).

21 zeigt eine sechste Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung.

22 zeigt eine Kombination eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung mit einem Zeitsteuerungs-Detektierungs- und einem Zeitsteuerungs-Korrekturblock.

23 zeigt einen bekannten SPS-(Verwürfelungs-Phasen-Sequenz)-Modulator.

24 zeigt einen adaptiven Demodulator gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

25 veranschaulicht die Leistung des in 24 dargestellten adaptiven Demodulators anhand von Simulationsergebnissen.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf das Gebiet der adaptiven Modulation. Bei der adaptiven Modulation, welche die Grundlage für die sogenannte „Verbindungsanpassung" bildet, entscheidet eine Übertragungssteuereinheit über das zu benutzende Modulationssystem, wobei diese Entscheidung beispielsweise auf einer Signalqualitätsmessung (Störabstand) eines empfangenen Signals oder auf der Datenrate für zu übertragende Daten basieren kann. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass das angewandte Modulationssystem momentan entsprechend Verkehrs- oder Kanalbedingungen bzw. -zustanden geändert werden kann.

In 1 ist der Grundaufbau eines Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Der betreffende Empfänger umfasst einen Blindmodulationssystem-Detektor 3. Der Empfänger empfangt ein moduliertes HF-Signal von einer Antenne 5, wobei das modulierte HF-Signal entsprechend einer Art aus einer Vielzahl von Arten von bestimmten Systemen moduliert sein kann. Ein Puffer 1 speichert die eintreffenden Abtastproben des empfangenen demodulierten Basisbandsignals (nach Abwärtsumsetzung aus dem HF-Signal) des modulierten HF-Signals. Ein Modulationssystem-Detektor 3 leitet die Information bezüglich der benutzten Modulationssysteme ab, und der adaptive Demodulator 2 wird zum Demodulieren der ankommenden Signale durch ein Steuersignal von einer Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 umgeschaltet, welches mit Anzeigesignalen von dem Modulationssystem-Detektor 3 abgegeben wird. Die Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 trifft eine Entscheidung darüber, welches Steuersignal an den adaptiven Demodulator 2 abzugeben ist, und zwar in Abhängigkeit von den Werten eines oder einer Vielzahl der Anzeigesignale, die von dem Modulationssystem-Detektor 3 abgegeben werden.

In 1 ist der Demodulator als ein adaptiver Demodulatorblock 2 dargestellt. Der adaptive Demodulator kann durch eine Reihe von unterschiedlichen festliegenden Demodulatoren ersetzt sein, wobei in einem solchen Fall ein Schalter zur Weiterleitung der Puffersymbole an den richtigen Demodulator vorgesehen ist. Dabei wird der Schalter durch das von der Empfängersteuerungs-Modulationssystem-Entscheidungsschaltung 4 abgegebene Steuersignal gesteuert.

In der vorliegenden Beschreibung wird die Erfindung auf der Grundlage des Falles beschrieben, dass das empfangene digital modulierte Signal entweder BPSK-moduliert (binäre Phasenumtastung) oder QPSK-moduliert (quarternäre Phasenumtastung) ist.

In 2 und 3 ist das BPSK- bzw. QPSK-Konstellationssystem dargestellt.

Da die vorliegende Erfindung in Kombination mit einer Differenz-Modulation/-Demodulation angewandt werden kann, ist in 4 und 5 ein konventioneller Differenz-Modulator dargestellt. Binärdaten 6 werden einer Symbol-Abbildungseinrichtung 7 zugeführt. Einer Differenz-Modulationsschaltung 8 werden ein Referenzsymbol und das Ausgangssignal der Symbol-Abbildungseinrichtung 7 zugeführt. Die Eingangssymbole werden bei 9 mit Abgabe- bzw. Ausgangssymbolen gemischt, die durch eine Verzögerungsleitung 10 verzögert sind. Als Referenzsymbol kann irgendein Symbol verwendet werden, welches dieselbe Stärke aufweist wie die Datensymbole, z.B. 1·e^iϑ, wobei ϑ die Phase des Referenzsymbols angibt. Dies trifft sowohl für die Differenz-BPSK-Modulation als auch für die Differenz-QPSK-Modulation zu.

In 6 ist ein Differenz-Detektor veranschaulicht, in welchem Eingangs-Symbole bei 11 mit konjugiert komplexen sowie in einer Verzögerungseinrichtung 12 verzögerten abgezweigten Eingangssymbolen gemischt werden.

Da die vorliegende Erfindung überdies bei einer kohärenten Modulation/Demodulation anwendbar ist, ist in 7 eine kohärente Modulationseinheit veranschaulicht, gemäß der Binärdaten 6 durch eine Symbol-Abbildungseinrichtung 7 geleitet und dann an einen kohärenten Modulator 13 abgegeben werden. Bei einer kohärenten Modulation sind die Modulation und Demodulation ohne ein Phasen-Referenzsymbol möglich.

In 8 ist eine erste Ausführungsform des erfindungsgemäßen adaptiven Demodulators veranschaulicht, bei dem angenommen ist, dass traditionelle QPSK-/BPSK-Konstellationsdiagramme für die Modulation des empfangenen Signals herangezogen werden.

Im Falle eines different- bzw. differentialmäßig modulierten Signals gelangt das empfangene Signal zunächst durch einen Differenz-Detektor 29, der eine Verzögerungsleitung 12 und eine Multipliziereinrichtung 11 aufweist. Im Falle eines nicht-differenzmäßig modulierten Signals kann der Differenz-Detektor 29 weggelassen werden. Das Eingangssignal wird dann in zwei Zweige aufgeteilt. Im ersten Zweig entscheidet eine eine harte Entscheidung vornehmende BPSK-Entscheidungseinheit 14 bezüglich des nächstmöglichen übertragenen BPSK-Konstellationspunktes, wobei in Abhängigkeit von der Eingangssignalkonstellation das Ausgangssignal daher gegeben ist mit (+1+0j) oder (–1+0j). Im zweiten Zweig entscheidet eine eine harte Entscheidung vornehmende QPSK-Entscheidungseinheit 15 bezüglich des nächstmöglichen übertragenen QPSK-Konstellationspunktes, wobei das Ausgangssignal daher gegeben ist mit 0,5·√2·(+1+j) oder mit 0,5·√2·(–1 +j) oder mit 0,5·√2·(–1–j) oder mit 0,5·√2·(+1–j) . Das Ausgangssignal der Entscheidungseinheit 14 bzw. der Entscheidungseinheit 15 wird sodann einer Komplex-Multipliziereinheit 16 zugeführt, die eine Komplex-Multiplikation der konjugierten komplexen Zahl des Ausgangssignals der Entscheidungseinheit 14 bzw. 15 mit dem ursprünglich empfangenen Symbol vornimmt. Das Ausgangssignal der Multipliziereinheit 16 des jeweiligen Zweiges wird dann an eine Aufteilungseinheit 19, 20 abgegeben, welche die In-Phase- und Quadratur-Phase-Daten des jeweiligen Pfades trennt. Gemäß der in 8 gezeigten Ausführungsform werden lediglich die In-Phase-Daten für die nachfolgende statistische Verarbeitung herangezogen, um ein Anzeigesignal Test_BPSK oder Test_QPSK zu erhalten. In jedem Zweig werden daher die entsprechenden In-Phase-Komponentendaten einer Absolutwert-Quadrierungseinheit 21 zugeführt, welche das Quadrat des Absolutwerts der reellen Zahl am Eingang berechnet.

Das Ausgangssignal der Quadrierungseinheit 21 wird einer Summiereinheit bzw. &Sgr;-Einheit 22 zugeführt, die eine Summierung sämtlicher für eine Abweichung der Statistik herangezogenen Daten vornimmt, wobei üblicherweise sämtliche Symbole einer Dateneinheit der empfangenen Signale aufsummiert werden. Das Ausgangssignal der &Sgr;-Einheit 22 des jeweiligen Zweiges, d.h. das Anzeigesignal Test_BPSK oder Test_QPSK wird einer Entscheidungsschaltung 23 zugeführt. Die Entscheidungsschaltung gibt ein Steuersignal auf der Grundlage der Werte der eingangsseitigen Anzeigesignale Test_BPSK oder Test_QPSK an einen BPSK-Demodulator 24 bzw. an einen QPSK-Demodulator 25 ab. Entsprechend dem Steuersignal werden entweder in einem BPSK-Puffer 17 gepufferte Daten durch den BPSK-Demodulator 24 demoduliert, oder es werden in einem QPSK-Puffer 18 gepufferte Daten durch den QPSK-Demodulator 25 demoduliert. Die Puffereinheiten 17, 18 puffern sämtliche empfangenen Symbole, die zu einer Einheit der empfangenen Signale gehören.

Die Entscheidung, welche durch die Entscheidungsschaltung 23 bezüglich der eingangsseitigen Anzeigesignale Test_BPSK und Test_QPSK ausgeführt wird, läuft wie folgt ab:

Falls Test_BPSK > Test_QPSK ist, ist das ermittelte

Modulationssystem = BPSK,

ansonsten ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, dass dann, wenn der Wert des Anzeigesignals Test_BPSK größer ist als der Wert des Anzeigesignals Test_QPSK, der von dem BPSK-Puffer 17 abgegebene empfangene Datenstrom durch den BPSK-Demodulator 24 entsprechend dem Steuersignal der Entscheidungsschaltung 23 demoduliert wird. In Abhängigkeit von dem ermittelten Modulationssystem werden daher die gepufferten Daten zu dem in Frage kommenden Detektor übertragen. Die Schaltungsanordnung gemäß 8 kann vereinfacht werden, indem die Absolutwerte herangezogen werden, anstatt das Quadrat des Absolutwerts der reellen Zahl am Eingang (Quadrierungseinheit 21) zu berechnen.

Wie bereits ausgeführt, kann für einen kohärenten Empfänger die Differenz-Detektiereinheit 29 weggelassen werden, und die Daten können dem Eingang A direkt zugeführt werden.

9 veranschaulicht die Leistungsfahigkeit bzw. Leistung des in 8 dargestellten adaptiven Demodulators. Die Leistung des Modulationssystem-Detektors hängt von der Anzahl der pro Einheit empfangenen Symbole ab, wobei eine größere Anzahl von Symbolen die Statistik verbessert. In 9 ist die Leistung für eine unterschiedliche Anzahl von Symbolen als Grundlage für die statistische Verarbeitung veranschaulicht. Der Störabstand ist in einem AWGN-Kanal (additives weißes Gaußsches Rauschen) angegeben. Wie aus 9 ersehen werden kann, ist die Leistung des adaptiven Modulators gemäß 8 akzeptabel für einen Störabstand > 6 dB.

10 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; diese zweite Ausführungsform basiert im Wesentlichen auf der ersten, in 8 gezeigten Ausführungsform. Im Unterschied zur 8 werden bei der in 10 dargestellten zweiten Ausführungsform gemäß der Erfindung sowohl der BPSK-Zweig als auch der QPSK-Zweig hinsichtlich der durch die Aufteilungseinheit 19 bzw. 20 aufgeteilten In-Phase-Daten und Quadratur-Phase-Daten für eine statistische Verarbeitung herangezogen. In dem BPSK-Zweig und in dem QPSK-Zweig werden die statistisch verarbeiteten In-Phase- und Quadratur-Phase-Daten jeweils bei 28 verglichen, um Anzeigesignale Test_BPSK bzw. Test_QPSK zu erzeugen. Wie in 10 veranschaulicht, werden sowohl im BPSK-Zweig als auch im QPSK-Zweig die In-Phase-Daten und die Quadratur-Phase-Daten wieder in zwei Zweige aufgeteilt, wobei der erste Zweig bei 22 aufsummiert und sodann das Quadrat des Absolutwerts der reellen Zahl im Eingangssignal bei 21 berechnet wird, während in dem anderen Zweig zunächst das Quadrat des Absolutwerts des Eingangssignals berechnet und sodann eine Summierung einer Gesamtdatennutzung zur Ableitung der Statistik erfolgt. In dem zweiten Zweig der obigen Zweige wird das Ausgangssignal der Summiereinheit 22 mit der Anzahl N von Abtastproben in einer Dateneinheit mittels eines Verstärkers 26 multipliziert, und sodann wird das Ausgangssignal des ersten Zweiges der oben angegebenen Zweige in einer Subtrahiereinrichtung 27 subtrahiert.

Die Entscheidungsschaltung 23 gemäß 10 bewirkt dieselbe Entscheidung, wie sie oben bezüglich der in 8 gezeigten ersten Ausführungsform angegeben worden ist.

Die Leistung des in 10 dargestellten adaptiven Demodulators gemäß der zweiten Ausführungsform ist in 11 veranschaulicht. In Abhängigkeit von der Anzahl der für die Ableitung einer statistischen Verteilungsinformation benutzten Symbole variiert die Leistung. Für einen angemessenen Störabstand (> 5 dB) liefert eine größere Anzahl von Symbolen stets eine bessere Detektierleistung.

12 zeigt eine dritte Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei lediglich der BPSK-Zweig veranschaulicht ist. Der QPSK-Zweig sieht ähnlich aus, allerdings mit der Ausnahme des eine harte Entscheidung vornehmenden Blockes (QPSK-Entscheidungsblock). Gemäß der in 12 dargestellten dritten Ausführungsform werden beide, durch die Aufteilungseinheit 19 erzeugten In-Phase-Daten und Quadratur-Phase-Daten zunächst dadurch verarbeitet, dass in der Einrichtung 21 das Quadrat des Absolutwerts der Eingangsdaten verarbeitet wird, dass sodann eine Summierung sämtlicher benutzter Daten zur Ableitung der Statistik in der Einrichtung 22 ausgeführt wird, und dass dann wieder das Quadrat des Absolutwerts des Ausgangssignals der Summiereinheit bzw. &Sgr;-Einheit 22 ausgeführt wird. Die statistisch verarbeiteten In-Phase-Daten und Quadratur-Phase-Daten werden dann durch die Summiereinheit 31 zusammensummiert, um das Anzeigesignal Test_BPSK zu erzeugen.

13 veranschaulicht die Leistung des in 12 veranschaulichten adaptiven Demodulators gemäß der dritten Ausführungsform.

Nunmehr wird eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 14 erläutert. Im Gegensatz zu den ersten bis dritten Ausführungsformen gibt es bei der vierten Ausführungsform keine Aufteilung der QPSK- und BPSK-Zweige. Daher wird lediglich ein Anzeigesignal Test-Signal einer Entscheidungsschaltung 23 eingangsseitig für einen Vergleich mit einem bestimmten Schwellwert zugeführt. Der in 14 dargestellte adaptive Demodulator basiert auf bekannten QPSK-BPSK-Konstellationsdiagrammen und leitet Statistiken zweiter Ordnung ab.

Daher werden die Symbole des empfangenen Signals zuerst in der Multipliziereinrichtung 32 mit sich selbst multipliziert und dann an eine Aufteilungseinheit 33 abgegeben. Die Aufteilungseinheit 33 nimmt wieder eine Aufteilung der In-Phase-Daten und der Quadratur-Daten des Eingangssignals vor, und sodann werden die getrennten In-Phase-Daten und die Quadratur-Phase-Daten statistisch mittels einer Schaltung 34, die das Quadrat des Absolutwerts des Eingangssignals bildet, und mittels einer Summier- bzw. &Sgr;-Einheit 35 verarbeitet, die eine Summierung sämtlicher Daten vornimmt, die zur Ableitung der Statistik herangezogen werden, bevor die statistisch verarbeiteten In-Phase-Daten und Quadratur-Daten durch eine Teilungseinrichtung 36 geteilt werden, um das Test_Signal zu erzeugen.

Für QPSK wird der Erwartungswert des zweiten Moments z·z berechnet zu: E{z·z} = E{(1/2√2((±1) + (±j)))}·{1/2√2((±1) + (±j)))} = E{1/2(1 ± 2j – 1)} = E{0±j)}

Nach Heranziehen des Absolutwerts (|...|²) erhält man:

E{x} = E{Absolutwert(reeller Anteil (z·z))} = 0

E{y} = E{Absolutwert(imaginärer Anteil (z·z))) = 1

Für BPSK werden die zweiten Momente z·z wie folgt berechnet: E{z·z} = E{(±1)·(+1)} = 1

Nach Bildung des Absolutwerts (|...|²) erhält man:

E{x} = E{Absolutwert(reeller Anteil (z·z))} = 1

E{y} = E{Absolutwert(imaginärer Anteil (z·z))} = 0

Die Entscheidung ist folgende:

Falls Test_Signal > 1,0) ist, ist das ermittelte

Modulationssystem = BPSK,

ansonsten ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.

In Abhängigkeit von dem ermittelten Modulationssystem gibt die Entscheidungsschaltung 23 ein solches Steuersignal ab, dass die gepufferten Daten zu dem in Frage kommenden Detektor übertragen werden.

Der in 14 gezeigte Aufbau kann dadurch vereinfacht werden, dass die Teilung durch einen einfachen Vergleich (ab) ersetzt wird. Ferner können die Absolutwerte (einfacher Vorzeichen-Schalter) anstelle der Berechnung des Quadrats der Absolutwerte durch die Quadriereinheit 34 herangezogen werden. Auch hier kann für einen kohärenten Empfänger die Differenz-Detektiereinheit 29 weggelassen sein, und die Daten können dem Eingang A direkt zugeführt werden.

15 veranschaulicht die Leistung eines adaptiven Demodulators gemäß der in 14 dargestellten Ausführungsform. Auch hier hängt die Leistung des adaptiven Demodulators, d.h. die Ermittlung des Modulationssystems von der Anzahl der pro Einheit empfangenen Symbole ab, wobei eine größere Anzahl von Symbolen die Statistik verbessert. 15 veranschaulicht die Leistung bei unterschiedlichen Zahlen von Symbolen als Grundlage für die statistische Verarbeitung. Der Störabstand ist in einem AWGN-Kanal (das ist ein Kanal mit additivem weißen Gaußschen Rauschen) angegeben. Wie aus 15 ersehen werden kann, ist die Leistung für einen Störabstand > 6 dB akzeptabel bei einer größeren Anzahl von Symbolen pro Einheit.

16 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Vornahme eines Konstellationspositionsstatistik-Vergleichs. Im Gegensatz zu der Ausführungsform gemäß 14 gibt es bei der Ausführungsform gemäß 16 keine Multiplizierschaltung 32.

Nach der Verzögerung erfolgt eine Detektierung der möglichen Konstellationszustände wie folgt:

Nach der Aufteilungseinheit und der Absolutwertberechnung (|...|²) erhält man für QPSK die folgenden möglichen Konstellationspunkte: (x+j·y) = 0,5·√2·(+1+j).

Nach der Aufteilungseinheit und der Absolutwertberechnung (|...|²) erhält man für BPSK die folgenden möglichen Konstellationspunkte: (x+j·y) = (1+j·0).

Die Entscheidung wird wie folgt getroffen:

Falls (Test_Signal < Schwellwert), dann ist das ermittelte Modulationssystem = BPSK,

ansonsten ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.

Für den Schwellwert sind verschiedene Werte getestet worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand zu ermitteln. Die Tabelleneinträge geben die falsche Detektierwahrscheinlichkeit in % an.

Ein Schwellwert von 0,55 ist gut, und ein Wert von 0,5 kann gewählt werden, um den Detektor zu vereinfachen.

Der in 16 dargestellte Aufbau kann dadurch weiter vereinfacht werden, dass die Teilungseinheit 36 durch eine einfache Vergleichseinheit ersetzt wird (b < Schwellwert·a) und dass die Absolutwerte (einfacher Vorzeichen-Schalter) anstelle der Berechnung des Quadrats die Absolutwerte in der Quadriereinheit 34 herangezogen werden.

17 veranschaulicht die Leistung des adaptiven Demodulators gemäß der in 16 dargestellten Ausführungsform. Bei dem Beispiel gemäß 17 wurde der Schwellwert mit T ≈ 0,55 gewählt. Im Vergleich zu den Leistungen der vorherigen Ausführungsformen war die Leistung entsprechend dem in 16 dargestellten adaptiven Demodulator überlegen.

Das Konzept der vorliegenden Erfindung ist insbesondere bei OFDM-modulierten Übertragungssignalen anwendbar. 18 veranschaulicht eine Frequenzbereichs-Differenzmodulation, und 19 veranschaulicht Informationsblöcke entsprechend einer OFDM-Übertragung. Es wird der Fall einer OFDM-Übertragung angenommen, bei dem lediglich ein Hilfsträger ein Informationssignal überträgt. Die Daten werden zwischen benachbarten Hilfsträgern differenzmäßig moduliert. Falls eine Mehrzahl von OFDM-Symbolen zur selben Informationseinheit gehört, werden die Symbole in benachbarten Zeitschlitzen übertragen. Die Differenz-Modulation zwischen benachbarten Hilfsträgern sowie die Übertragung von Symbolen in den benachbarten Zeitschlitzen nutzen die Vorteile der hohen Kanalkorrelation (kohärente Bandbreite und Kohärenzzeit). 19 veranschaulicht insbesondere die Nutzung von mehreren benachbarten OFDM-Symbolen als Informationsübertragungsblock.

20 zeigt ein modifiziertes BPSK-Übertragungs-Konstellationsdiagramm, welches insbesondere in Kombination mit einer OFDM-Übertragung von Vorteil ist. Die in 20 dargestellte Struktur vereinfacht den adaptiven Modulator, da nunmehr die BPSK-Konstellationen eine Untermenge der QPSK-Konstellationspunkte sind. Die QPSK-Konstellationspunkte bleiben unverändert.

Das betreffende modifizierte Konstellationsdiagramm kann ohne Weiteres mit einer Zeitsteuerungs-Versatz-Detektier-/-Kompensationseinheit kombiniert werden, wie sie in 22 veranschaulicht ist. Ein von einer Antenne 5 empfangener Datenstrom wird in einem Puffer 38 gepuffert und dann einer Zeitsteuerungs-Korrektureinheit 39 eingangsseitig zugeführt, die durch eine Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 gesteuert wird. Weitere Einzelheiten bezüglich der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 und der Zeitsteuerungs-Korrektureinheit 39 sind in der Anmeldung desselben Anmelders wie jenes der vorliegenden Anmeldung angegeben, wobei die betreffende Anmeldung mit demselben Datum wie die vorliegende Anmeldung getätigt worden ist, und zwar mit dem Titel „Zeitsteuerung der Detektierung und Korrektur". Bezüglich der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 40 und der Zeitsteuerungs-Detektiereinheit 39 wird ausdrücklich auf diese Anmeldung Bezug genommen.

21 veranschaulicht einen adaptiven Demodulator, der auf dem Empfang von modulierten Signalen basiert, die entsprechend den modifizierten QPSK-BPSK-Konstellationsdiagrammen moduliert sind, wie dies in 20 veranschaulicht ist. Dabei leitet der in 21 dargestellte adaptive Demodulator direkt Konstellationspunkt-Positionsstatistiken ab.

Auch hier führt ein Differenz-Detektor 29 eine Differenz-Detektierung durch. Sodann wird ein durch Differenz-Detektierung ermittelter Datenstrom mittels einer Phasen-Dreheinheit 37 in der Phase um –&pgr;/4 gedreht. Die statistischen Verarbeitungselemente, welche der Phasen-Dreheinheit 37 folgen, entsprechen den in 16 dargestellten Elementen, die unter Bezugnahme auf diese Figur erläutert sind.

Nach Drehen um (+&pgr;/4) sind die möglichen Konstellationszustände gegeben mit:

QPSK +1+j·0 0+j·1 –1+j·0 0–j·1

BPSK +1+j·0 –1+j·0

Nach der Aufteilungseinheit und der Bildung des Absolutwerts (|·|²) erhält man für QPSK die folgenden möglichen Konstellationspunkte:

(x+jy) = (1+j·0) oder (0+j·1).

Nach der Aufteilungseinheit und der Bildung des Absolutwerts (|·|²) erhält man für BPSK die folgenden möglichen Konstellationspunkte: (x+jy) = (1+j·0).

Die Entscheidung lautet wie folgt:

Falls (Test_Signal < Schwellwert) vorliegt, ist das

ermittelte Modulationssystem = BPSK,

ansonsten ist das ermittelte Modulationssystem = QPSK.

Für den Schwellwert sind verschiedene Werte untersucht worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand zu ermitteln. Die Tabelleneinträge stellen die falsche Detektierwahrscheinlichkeit in % dar.

Auch der in 21 dargestellte Aufbau kann dadurch vereinfacht werden, dass die Teilungseinheit 36 durch eine einfache Vergleichseinheit (b < Schwellwert x a) ersetzt wird und dass die eine Quadrierung eines Absolutwerts vornehmende Absolutwert-Einheit 34 durch eine Einheit ersetzt wird, welche die Absolutwerte mittels eines einfachen Vorzeichen-Schalters heranzieht.

Für den Schwellwert sind verschiedene Werte untersucht worden, um einen geeigneten Kompromiss zwischen der Detektierleistung, der Anzahl der Symbole und dem Störabstand zu ermitteln. Dabei haben sich 0,55 und 0,5 als besonders vorteilhafte Werte erwiesen.

Die Leistung des in 21 dargestellten adaptiven Demodulators ist ausgezeichnet und nahezu so gut wie die Leistung des Detektors gemäß 16, wie dies in 17 veranschaulicht ist.

In 23 ist ein Modulator veranschaulicht, bei dem Phasensequenzen verwürfelt werden. Dadurch werden verschiedene Phasen-Verwürfelungssequenzen für die modulierten Konstellationssymbole nach einer Differenzmodulation abgebildet. Die beiden eindeutigen Sequenzen sind der Empfängereinheit bekannt. Wie in 23 veranschaulicht, besteht der adaptive Modulator gemäß dieser Ausführungsform aus einer Bit-Quelle 41 und der Betriebsart-Auswahleinheit 42. Die Betriebsart-Auswahleinheit 42 wählt entweder eine BPSK-Abbildungseinrichtung 43 oder eine QPSK-Abbildungseinrichtung 44 aus. Das Ausgangssignal der BPSK-Abbildungseinrichtung 43 oder der QPSK-Abbildungseinrichtung 44, die durch die Betriebsart-Auswahleinheit 42 ausgewählt ist, wird einem Differenz-Modulator 45 und sodann selektiv einer BPSK/SPS-Einheit 46 oder einer QPSK/SPS-Einheit 47 zugeführt und dann mittels einer Antenne 48 gesendet.

Die beiden SPS-Sequenzen verwürfeln (randomisieren) die Abgabesequenzen und machen sie unterscheidbar.

24 zeigt eine weitere Ausführungsform eines adaptiven Demodulators gemäß der Erfindung mit einem SPS-basierten Blindmodulationssystem-Detektor. Der in 24 dargestellte Detektor umfasst eine QPSK/SPS-Umschalteinheit 49 und eine BPSK/SPS-Umschalteinheit 50. Das Ausgangssignal der QPSK/SPS-Umschalteinheit 49 und das Ausgangssignal der BPSK/SPS-Umschalteinheit 50 werden jeweils einem Differenz-Decoder zugeführt, der eine Multipliziereinrichtung 11 und eine Verzögerungsleitung 12 aufweist. Das Ausgangssignal des Differenz-Decoders, umfassend die Multipliziereinrichtung 11 und die Verzögerungsleitung 12, wird dann einer eine harte QPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 15 bzw. einer eine harte BPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 14 zugeführt. Das Ausgangssignal der eine harte QPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 15 und das Ausgangssignal der eine harte BPSK-Entscheidung vornehmenden Entscheidungseinheit 14 werden dann jeweils mit einem Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 12 multipliziert. Das Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 16 wird dann in einer Subtrahierschaltung 51 von dem ursprünglichen unverzögerten Signal subtrahiert. Eine eine Quadrierung eines Absolutwerts vornehmende Quadrier-Absolutwerteinheit 52 verarbeitet die Subtraktions-Ausgangssignale der Subtrahiereinheit 51, um ein Test_Signal_QPSK bzw. Test_Signal_BPSK zu erzeugen. Diese Signale werden dann an eine nicht dargestellte Entscheidungseinheit 23 abgegeben.

Die Leistung des auf einem SPS-System gemäß 24 basierenden adaptiven Demodulators ist in 25 veranschaulicht.

Die vorliegende Erfindung bringt gegenüber dem Stand der Technik die folgenden Vorteile mit sich:

• – Die adaptive Modulation erzielt eine Verbindungsanpassung (das beste Modulationssystem wird für den momentanen Kanal-Störabstand genutzt);
• – es wird eine Blindmodulationssystem-Detektierung ohne die Forderung nach Signalisierung des benutzten Modulationssystems (BPSK oder QPSK) angewandt;
• – sie ist für OFDM-basierte drahtlose Übertragungssysteme geeignet;
• – der Detektor kann mit Zeitsteuerungs-Korrektureinheiten im OFDM-Fall kombiniert werden;
• – Systeme könnten als zusätzliche Bestätigung bzw. Rückmeldung genutzt werden, wenn eine adaptive Modulation und eine Signalisierung des Modulationssystems benutzt wird;
• – Empfänger-/Detektorstrukturen sind relativ einfach;
• – im Sender ist keine Modifikation erforderlich;
• – Aufbauten (insbesondere bezüglich des Detektors gemäß 16 oder 21) zeigen eine ausgezeichnete Leistung bei minimalem Realisierungsaufwand;
• – Aufbauten (insbesondere des Detektors T3 und M3) nutzen weiche Entscheidungen der Statistik (keine einfache Quadranten-Entscheidung) und weisen daher eine ausgezeichnete Leistung auf.

Die vorliegende Erfindung beschreibt einen Weg, um eine Blindmodulationssystem-Detektierung auf der Empfängerseite vorzunehmen, bei der der Empfänger bezüglich des übertragenen Signals selbst entscheidet, welches Modulationssystem vom Sender gesendet wurde.

Daher ist eine Verbindungsanpassung möglich, ohne dass das benutzte Modulationssystem signalisiert wird. Nachdem diese Systeme als auf Statistiken des empfangenen Konstellationsdiagramms hin zu betreiben sind, um eine Entscheidung darüber zu treffen, welche funktionalen Blöcke für Modulationssysteme das zugehörige Modulationssystem zutraf, ist eine Detektierung gemäß den verschiedenen Ausführungsformen eines adaptiven Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben worden.

Die dargestellten Schaltungen können bei beiden Verbindungen eines Kommunikationssystems genutzt werden (Vorwärtsverbindung: Zentralstation zum Endgerät und Rückwärtsverbindung: Endgerät zur Zentralstation). Eine bevorzugte Anwendung ist die Nutzung bei der Rückwärtsverbindung, bei der eine gewisse zusätzliche Komplexität in der Zentralstation erlaubt wäre. Das Endgerät entscheidet dann selbst bezüglich des bei der Rückwärtsverbindung benutzten Modulationssystems auf der Grundlage einer Kanalzustandsabschätzung (Störabstand), und es ist keine zusätzliche Signalisierung erforderlich.