Die vorliegende Anmeldung ist verwandt mit US-Patent Nr. 6,037,811 und 6,130,541.

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein integrierte Schaltungen, insbesondere eine adaptive Treiberschaltung, die die Höhe der kapazitiven Last an ihrem Ausgang erfühlen kann und ihren Ausgangs-Steuerpegel so einstellt, dass eine gewünschte Ausgangs-Anstiegsrate erzeugt wird.

Bei bestimmten Anwendungen kann ein elektronisches System erfordern, dass eine integrierte Schaltung (IC) andere Schaltungen ansteuert, die variable Bedingungen hinsichtlich der kapazitiven Last darstellen. In einem Computersystem zum Beispiel müsste eine Taktgeber-IC verschiedene kapazitive Lasten ansteuern, je nach der Größe des implementierten Speichersystems. Fügt man beispielsweise zu einem PCT-Speicher hinzu, so muss dieselbe IC eine größere kapazitive Last ansteuern.

Das US-Patent 5,677,637 beschreibt eine Anordnung mit einer Lasterkennungseinheit zum Feststellen der Lastimpedanz, was dann dazu verwendet wird, einen programmierbaren Ausgangspuffer so zu steuern, eine Höhe an Ausgangsstrom zu beziehen/abzusenken, die für die anzusteuernde Last geeignet ist. Das US-Patent Nr. 5,260,901 beschreibt eine Ausgangsschaltung zum Bereitstellen von Daten, die aus einem Speicherelement wie einem Dynamic Random Access Memory ausgelesen werden, an einem Ausgabeanschluss. Die Anzahl der Schaltelemente in der Ausgangsschaltung, die leitend geschaltet werden, hängt von der Höhe der Last ab, und die Anstiegszeit und Abwahlzeit der Ausgangs-Wellenform kann konstant gehalten werden, um Schwingungen zu unterdrücken. Das US-Patent Nr. 4,829,199 beschreibt eine CMOS-Inverter-Treiberschaltung, die in der Lage ist, sich mittels Rückkopplungserkennung auf wechselnde Bedingungen hinsichtlich der kapazitiven Last einzustellen. Das US-Patent Nr. 5,886,554 beschreibt einen Differentialtreiber mit Anstiegsraten-Steuermitteln in Form einer Diode und auch einem Kondensator, angeordnet in dem Spannungs-Strom-Konverter, der skaliert ist, um einen Anstiegsraten-Steuerkondensator in dem Integrator anzutreiben. Der Kondensator und die Diode verzögern die Anstiegsflanke der Eingangsspannung auf einen Stromspiegel in dem Spannungs-Strom-Konverter. Diese Verzögerung ist identisch mit den Übertragungsverzögerungen, so dass sowohl eine Anstiegs-Steuerung als auch eine Versatz-Steuerung erzielt werden.

Wie im Stand der Technik bekannt, hängt die Anstiegsrate des Treiber-Ausgangssignals von der an der kapazitiven Last zur Verfügung gestellten Ausgangsleistung (Strom) und dem Wert der kapazitiven Last ab, wie in Gleichung 1 gezeigt: Anstiegsrate = &Dgr;V_c/&Dgr;t = I/C(1) wobei

V_c

= Spannung der kapazitiven Last

t

= Anstiegs/Abfallszeit

I

= an die kapazitive Last gelieferter Strom

C

= Wert der kapazitiven Last

Es zeigt sich daher, dass bei kleinen Lastkapazitäten und/oder höheren Treiber strömen die Anstiegsrate entsprechend höher ist als bei hohen Lastkapazitäten und/oder niedrigen anliegenden Strömen.

Um, wie oben beschrieben, verschiedenen Bedingungen hinsichtlich der kapazitiven Last Rechnung zu tragen, liefern bekannte Treiberschaltungen üblicherweise eine feste Größe an Strom, der von der größten kapazitiven Last ausgeht. Der fixe Strom ist derjenige, der die größte vorhersehbare kapazitive Last antreibt und dabei noch immer die gewünschte Anstiegsrate einhält. Unter Bedingungen jedoch, unter denen die kapazitive Last geringer ist, ist die Anstiegsrate schneller als gewünscht.

Eine schnellere Anstiegsrate als gewünscht ist nachteilig, da der Treiber eine größere Zahl hochfrequenter Obertöne erzeugen kann. Hochfrequente Obertöne können die Ursache für elektromagnetische Interferenzen (EMI) sein, welche in manchen Fällen die Spezifikation hinsichtlich der maximalen tolerierbaren EMI überschreiten. Außerdem erzeugt der feste Ausgangstreiberpegel Ausgangssignale mit veränderlichen Anstiegsraten, wenn unterschiedliche Speicherkonfigurationen mit unterschiedlichen Lastkapazitäten installiert werden. Der veränderliche Taktanstieg erfordert eine Schaltung für die Einstellung der Anstiegsrate, welche die Komplexität der Schaltung und deren Kosten erhöht. Schließlich ist eine bekannte Treiberschaltung nicht in der Lage, eine Einstellbarkeit der Anstiegsrate zu bieten. Häufig ist es wünschenswert, die Anstiegsrate des Eingangs-Treibersignals zu verändern, um Effekte zu korrigieren, die durch vorgeschaltete Schaltungen erzeugt werden.

Benötigt wird mithin eine Treiberschaltung, die in der Lage ist, ihr Ausgangs-Treibersignal zu variieren, so dass die Anstiegsrate des Ausgangssignals wie gewünscht eingestellt werden kann.

Die vorliegende Erfindung gibt Verfahren und Schaltungen an zum Erfühlen der kapazitiven Last einer Treiberschaltung und daraufhin entsprechenden Anpassen des Treiber-Ausgangssignals, um eine gewünschte Anstiegsrate zu liefern. Bei einer Ausführungsform enthält die erfindungsgemäße Schaltung einen Kapazitäts-Sensor, eine Steuerschaltung und einen Ausgangstreiber. Der Kapazitäts-Sensor misst die unbekannte Lastkapazität. Die Steuerschaltung erzeugt ein Steuersignal in Abhängigkeit von der gemessenen kapazitiven Last. Der Ausgangstreiber empfängt das Steuersignal und produziert dementsprechend einen Ausgangspegel, welcher, wenn er auf die kapazitive Last angewendet wird, ein Ausgangssignal mit der gewünschten Anstiegsrate erzeugt.

Der Ausgangspegel des Treibers kann so gesteuert werden, dass die Ausgangs-Anstiegsrate auch bei variierenden Lastkapazitäten im Wesentlichen gleich bleibt. In dieser Konfiguration bietet der neuartige Treiber den Vorteil, eine einheitlichere Ausgangs-Anstiegsrate zu bieten, wodurch die Notwendigkeit für eine Anstiegsraten-Korrekturschaltung entfällt. Zudem verbraucht der neuartige Treiber weniger Energie als die bekannte Treiberschaltung, da er nur den Mindest-Antriebspegel erzeugt und abgibt, der zum Erzeugen der gewünschten Anstiegsrate erforderlich ist. Alternativ kann die Ausgangs-Anstiegsrate auch vergrößert oder verkleinert werden (durch Steuern des Ausgangspegels), um Effekte zu korrigieren, die durch vorgeschaltete Schaltungen verursacht werden.

Ein besseres Verständnis der Art der Erfindungen und der Vorteile des adaptiven Treibers entsprechend der vorliegenden Erfindung ergibt sich durch Bezugnahme auf die nachstehende detaillierte Beschreibung und die Zeichnungen.

1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm der adaptiven Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.

2 ist ein Flussdiagramm, welches die Verfahrensweise der in 1 gezeigten adaptiven Treiberschaltung beschreibt.

3 zeigt eine erste Ausführungsform der in 1 gezeigten adaptiven Treiberschaltung.

4A–4D sind Zeitdiagramme, die den Betrieb der adaptiven Treiberschaltung nach 3 zeigen.

5 zeigt eine zweite Ausführungsform der in 1 gezeigten adaptiven Treiberschaltung.

6 ist ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der adaptiven Treiberschaltung nach 5 zeigt.

1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines adaptiven Ausgangs-Treibers gemäß der vorliegenden Erfindung. Der adaptive Treiber 100 beinhaltet einen Kapazitäts-Sensor 105, eine Steuerschaltung 110 und eine Treiberschaltung 115. Der Kapazitäts-Sensor 105 und der Ausgangstreiber 115 sind mit einer unbekannten kapazitiven Last 120 verbunden.

2 zeigt ein Flussdiagramm, das die Wirkungsweise des adaptiven Ausgangstreibers 100 zeigt. Zunächst, bei Schritt 210, misst der Kapazitäts-Sensor die Höhe der Kapazität C_L 120, die an der Last vorhanden ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform erfolgt dies zunächst durch Anlegen eines Referenzstroms an die kapazitive Last für eine vorher definierte Zeitdauer (Schritt 212) und dann Messen der auf den angelegten Referenzstrom zurückzuführenden Spannung am Ende der vorher definierten Periode (Schritt 214). Danach, bei Schritt 220, wird in Abhängigkeit von der gemessenen Lastkapazität ein Steuersignal erzeugt. Bei der bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Steuersignal-Erzeugung durch Erzeugen eines Referenz-Spannungspegels (Schritt 222) und Vergleichen des Referenz-Spannungspegels mit dem auf den angelegten Referenzstrom zurückzuführenden Last-Spannungspegel (Schritt 224). Schließlich, bei Schritt 230, wird das Steuersignal an die Treiberschaltung übermittelt, um die Menge des an die kapazitive Last angelegten Stroms zu erhöhen oder zu vermindern. Auf diese Weise liefert die Treiberschaltung eine geeignete Menge Strom an die unbekannte kapazitive Last, so dass die Anstiegsrate des Ausgangs-Treibersignals wie gewünscht erzeugt wird.

3 zeigt ein detailliertes Schema des adaptiven Ausgangstreibers in einer ersten Ausführungsform. In dieser Ausführungsform beinhaltet der adaptive Treiber 300 eine Treiberschaltung 310, eine Ladungsschaltung 320 und eine Steuerschaltung 330. Die Treiberschaltung 310 beinhaltet einen Eingangsanschluss 310a zum Empfang des Eingangssignals, einen Ausgangsanschluss 310b zum Übertragen eines nachfolgend erzeugten Ausgangssignals und einen Steuerungsanschluss 310c zum Empfang eines Treiber-Steuersignals, wie nachstehend beschrieben. Die Treiberschaltung 310 kann eine beliebige Treiberschaltung mit veränderlicher Ausgangsleistung sein.

Die Ladungsschaltung 320 beinhaltet eine Stromquelle 322, einen Stromspiegel 324 und eine Freischaltungs-Schaltung 326. Bei der bevorzugten Ausführungsform nach 3 besteht der Stromspiegel 324 aus zwei FET-Transistoren MP1 und MP2 und die Freischaltungs-Schaltung 326 ist eine FET-Einrichtung MP3, die zwischen V_CC und den gemeinsamen Gate-Anschluss der Stromspiegel-Transistoren MP1 und MP2 gekoppelt ist. Alternativ können die Stromspiegel und Freischaltungs-Schaltungen Vorrichtungen beliebiger Transistorentypen sein und multiple Transistoren derselben oder anderer Gate-Peripherien beinhalten.

Im Betrieb liefert die Ladungsschaltung 320 einen bekannten Ladestrom I_L an eine unbekannte kapazitive Last 340. Der Ladestrom I_L wird erzeugt durch Spiegeln des Vorspannungsstroms I_B mittels Transistoren MP1 und MP2. Transistor MP3 ist ausgeschaltet und I_L kann C_L 340 aufladen, und zwar für eine maximale feste Zeitdauer T_chg, wie durch ein Freischaltsignal ENB gesteuert, wie in 4A gezeigt. Während der Zeitdauer T_chg entwickelt sich über der unbekannten kapazitiven Last 340 eine Ladespannung V_L (4B), die mit einer Rate von I geteilt durch C_L ansteigt. Demgemäß steigt V_L langsamer bei größeren kapazitiven Lasten und schneller bei geringeren kapazitiven Lasten.

Die Steuerschaltung 330 überwacht die sich über C_L in Abhängigkeit von der Lieferung von I_L entwickelnde Ladespannung V_L. Zudem wird durch einen Referenzgenerator 332 eine Referenzspannung V_ref erzeugt. Die Referenzspannung V_ref und die Ladespannung V_L werden komplementären Eingängen eines Komparators 334 zugeführt. Der Komparator 334 vergleicht die Spannungspegel von V_L und V_ref und erzeugt in Abhängigkeit hiervon ein Signal hoch (niedrig), wenn der nicht invertierende (oder invertierende) Eingang größer ist. In 3 wird V_L am invertierenden Eingang gemessen. Übersteigt also V_L V_ref, wie in 5B gezeigt, so gibt der Komparator 334 ein Signal niedrig aus. Das Ausgangssignal des Komparators wird durch eine Latch-Schaltung 336 empfangen. Ein Abtastimpuls-(Strobe)-Signal STRB (4C) aktiviert die Latch-Schaltung 336, um das Ausgangssignal des Komparators zu messen und es an den Steuereingang 310c der Treiberschaltung 310 zu übermitteln. Die Latch-Schaltung 336 gibt das DET-Steuersignal aus, wenn sie einen Abtastimpuls erhält, wie in 4D bezeigt. Das DET-Steuersignal wird danach dem Steuereingang 310c der Treiberschaltung 310 zugeführt, um die Ausgabeleistung des Treibers 310 höher (oder niedriger) zu regeln, wenn die erfühlte Kapazität über Last 340 größer (oder geringer) ist als die Schwellwert-Lastkapazität.

Das STRB-Signal kann so zeitlich festgelegt werden, dass die Latch-Schaltung 316 zu einem früheren oder späteren Zeitpunkt während der T_chg-Periode aktiviert wird, wodurch sich eine kürzere oder längere Ladezeit und damit ein niedrigerer oder höherer Wert V_L ergibt. Zudem kann die Höhe des angelegten Referenzstroms I_L und die maximale Zeitdauer während der die unbekannte Lastkapazität aufladen kann (T_chg) nach oben oder unten variiert werden, um größeren oder kleineren erwarteten kapazitiven Lasten C_L 340 Rechnung zu tragen.

Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform kann es sein, obgleich die Ladedauer durch Erzeugen eines STRB-Signals, zum Beispiel mittels eines Kristalloszillators, genau erzielt werden kann, dass die Menge des Stroms I_L nicht so genau ist. Der Ladestrom I_L hängt ab von dem Vorspannungsstrom I_B, dessen Wert üblicherweise vom Netzteil, der Temperatur und Prozessvariablen abhängt. Bei einem typischen CMOS-Prozess kann die Abweichung in der Höhe von I_B und damit Variationen in dem abschließend erfühlten Wert für C_L bis zu –20 % bis 25 % betragen. Die Genauigkeit dieser Schaltung kann durch bekannte Trimming-Techniken etwas verbessert werden.

5 zeigt eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei, anstatt die Ladedauer als feste Zeitperiode vorzusehen, die Ladedauer proportional zum Vorspannungsstrom I_B vorgesehen wird. Bei dieser Ausführungsform repliziert die Ladungsschaltung 520 ihre im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschriebenen korrespondierenden Funktionen. Die Ladungsschaltung 520 enthält eine Rücksetzschaltung 521, einen Stromspiegel 522, einen internen Kondensator 523, einen Referenzgenerator 524, einen Spannungskomparator 525 und einen Schalttransistor 526.

Werden die Reset-Transistoren freigegeben, wird I_B gespiegelt als I_INT, wodurch der interne Kondensator C_INT 523 geladen wird. Der Strom I_B wird auch gespiegelt als I_L, um die unbekannte kapazitive Last C_L 540 zu laden. Die Spiegelverhältnisse können so eingestellt werden, dass I_INT = I_L = k1·I_B. Der interne Kondensator C_INT 523 kann als zusammengefasstes Element Kondensator oder als Transistor parasitischer Kondensator ausgeführt sein.

Wenn der interne Kondensator C_INT 23 den Strom I_INT integriert, steigt die Spannung V_INT über C_INT 521 linear an. Gleichzeitig erzeugt ein Referenzgenerator 524 eine Spannung V_ref2. Die Spannungen V_ref2 und V_INT werden komplementären Eingängen eines Spannungskomparators 525 zugeführt. Erreicht V_INT V_ref2, gibt der Komparator 525 ein Signal niedrig aus, welches einen Schalttransistor S1 ausschaltet. Dies schaltet den Ladestrom I_L aus, wodurch die Ladespannung V_L nicht weiter ansteigt. Das Steuersignal CTRL, welches die Ladedauer für C_L 540 steuert, wird damit durch die Variation in der Höhe des Vorspannungsstroms I_B variiert. Als Folge hiervon arbeitet die Kapazitäts-Detektorschaltung mit einer erheblich erhöhten Genauigkeit gegenüber Prozessvariablen.

6 zeigt einen Graphen der Spannungen V_ref2, V_INT und V_L über der Zeit. Die Spannung, V_ref2 bleibt über der Zeit konstant, während V_INT linear ansteigt, abhängig von der Größe von C_INT und der Größe von I_INT (I_B). Bei Zeit T erreicht V_INT V_ref2 und der Komparator erzeugt ein Ausgabesignal hoch (da V_INT mit dem nicht invertierenden Eingang verbunden ist), was Schalttransistor S1 ausschaltet und die Ladeperiode beendet. Die Graph-Linien V_L1 und V_L2 zeigen zwei betreffende Ladespannungen an der Abschaltzeit T, wobei V_L1 eine geringere kapazitive Last C_L1 darstellt und V_L2 einer größeren kapazitiven Last C_L2 entspricht. Nach Zeitpunkt T unterliegen die Ladespannungen keiner Veränderung mehr, da das Ausgabesignal von Komparator 525 hoch bleibt, wodurch der zugeführte Strom I_L abgeschaltet ist.

Der Treiber und die Steuerschaltungen 510 und 530 replizieren im wesentlichen ihre entsprechenden Funktionen wie zur ersten Ausführungsform beschrieben. Die Steuerschaltung 530 (ein Spannungskomparator) erfühlt die Lastspannung V_L1 oder V_L2 an einem invertierenden Komparator-Eingang und eine Referenzspannung V_ref1 an einem nicht invertierenden Port. Als Antwort hierauf liefert der Komparator 530 ein Steuersignal an die Treiberschaltung 510, wie bereits beschrieben. In dem Falle, so V_L1 die erfühlte Ladespannung ist, gibt der Komparator 530 ein Signal niedrig aus, um den Treiberstrom zu reduzieren, und umgekehrt für den Fall, wo VL2 erfühlt wird. Es ist keine Latch-Schaltung erforderlich, da die Ladedauer in der Ladungsschaltung 520 durch das Steuersignal CTRL gesteuert wird.

Obgleich die vorstehende Beschreibung bezüglich der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung vollständig ist, sind für den Fachmann andere Variationen, Modifikationen und Äquivalente ersichtlich. Zum Beispiel vergleichen, wie in den exemplarischen Ausführungsformen beschrieben, die Steuerschaltungen die Ausgangsspannung V_L mit einem einzigen Pegel V_ref, um zwischen einer großen oder kleinen kapazitiven Last zu unterscheiden. Andere Ausführungsformen sind möglich, wobei die Steuerschaltung multiple Komparatoren beinhaltet, die V_L mit multiplen Referenzspannungen vergleichen. Der Vergleich von V_L mit multiplen Referenzpegeln erhöht die Auflösung der Schaltung und erlaubt eine weitere Feinabstimmung der Leistungsfähigkeit des Treibers der adaptiven Treiberschaltung. Die vorstehende Beschreibung beabsichtigt daher nicht, den kompletten Schutzumfang der Erfindung zu definieren, welcher in geeigneter Weise durch die nachstehenden Ansprüche definiert ist.