Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers in einem Empfänger mit I- und Q-Signalverarbeitungszweigen. Ferner betrifft die Erfindung einen derartigen Empfänger.

Bei Quadraturempfängern, bei denen empfangene Signale in In-phase-(I-) und Quadratur-(Q-)Signalkomponenten aufgespalten werden, weisen die Phasen und Amplituden der I- und Q-Signalkomponenten häufig eine Abweichung von den Idealwerten auf. Diese Abweichungen führen zu Verzerrungen im Signal und letztlich zu einer höheren Bitfehlerrate oder einer schlechteren Empfangsqualität.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers in einem Empfänger anzugeben. Ferner sollen ein entsprechender Empfänger und ein Mobilfunkgerät, in welches der Empfänger integriert ist, geschaffen werden.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1, 5, 8, 10, 12, 16, 19, 21 und 23 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung dient ein Verfahren zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers in einem Empfänger, welcher einen komplexen und einen konjugiert komplexen Signalverarbeitungszweig aufweist. Bei dem Verfahren wird eine Fehler-kompensierte komplexe Signalkomponente ermittelt, indem eine Fehler-behaftete konjugiert komplexe Signalkomponente mit einem Korrekturparameter beaufschlagt wird und anschließend von einer Fehler-behafteten komplexen Signalkomponente subtrahiert wird. Der Korrekturparameter wird anhand einer Funktion eines Quotienten aus der Fehlerbehafteten komplexen Signalkomponente und der Fehlerbehafteten konjugiert komplexen Signalkomponente geschätzt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers in einem Empfänger eingesetzt, wobei der Empfänger I- und Q-Signalverarbeitungszweige aufweist. Dabei wird eine Fehlerkompensierte I-Signalkomponente durch Subtraktion einer mit einem Korrekturparameter beaufschlagten Fehler-behafteten Q-Signalkomponente von einer Fehler-behafteten I-Signalkomponente ermittelt. Der Korrekturparameter wird anhand der Gleichung

Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In diesen zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines Empfängers als Ausführungsbeispiel der Erfindung;

2 Diagramme zur Veranschaulichung der Auswirkungen der Phasen- und Amplitudenfehler;

3 eine Veranschaulichung eines Modells zur Kompensation eines Phasen- und/oder Amplitudenfehlers; und

4 eine Schaltung zur Implementierung eines Algorithmus zur Schätzung eines Korrekturparameters.

1 zeigt schematisch und beispielhaft den Empfangspfad eines Empfängers 100, welcher beispielsweise in einem Mobilfunkgerät eingesetzt wird. Der Empfänger 100 dient als Ausführungsbeispiel der Erfindung. Von einer Antenne 101 werden modulierte hochfrequente Trägersignale empfangen, die anschließend ein Bandpassfilter 102 und einen rauscharmen Verstärker 103 durchlaufen. Das derart vorverarbeitete Trägersignal wird mittels zweier Mischer 104 und 105 heruntergemischt. Zu diesem Zweck werden von einem lokalen Oszillator 106 und einem Phasenschieber 107 zwei idealerweise orthogonale Mischersignale erzeugt. Die durch das phasenverschobene Heruntermischen der Trägersignale erzeugten I- und Q-Signalkomponenten werden einer weiteren Filterung durch Bandpassfilter 108 bzw. 109 unterzogen und anschließend in Analog/Digital-Umsetzern 110 und 111 in digitale I- bzw. Q-Signalkomponenten umgesetzt. Die digitalisierten I- und Q-Signalkomponenten einem Digitalsignalprozessor 112 zur weiteren Signalverarbeitung übergeben und dort beispielsweise u.a. demoduliert.

Die Frequenzumsetzung der hochfrequenten Trägersignale mittels der Mischer 104 und 105 erfolgt entweder direkt in das Basisband oder auf eine niederfrequente Zwischenfrequenzlage. Im ersten Fall spricht man von einem Zero-IF-Empfänger, während der zweite Fall als Low-IF-Empfänger bezeichnet wird. Bei einem Low-IF-Empfänger erfolgt die endgültige Frequenzumsetzung in das Basisband beispielsweise in dem Digitalsignalprozessor 112. Des Weiteren ist es auch denkbar, den Empfänger 100 als heterodynen Empfänger auszugestalten, bei welchem die Frequenzumsetzung von der Trägerfrequenz in das Basisband über zwei Mischerstufen erfolgt.

In der Praxis kommt es häufig vor, dass die beiden von dem lokalen Oszillator 106 und dem Phasenschieber 107 erzeugten Mischersignale nicht die gewünschte 90°-Phasendifferenz, sondern beispielsweise eine Phasendifferenz im Bereich von 85° bis 95° aufweisen. Dies ist insbesondere bei Zero-IF- und Low-IF-Empfängern aufgrund der bei diesen Empfängertypen benötigten sehr hohen Mischfrequenz der Fall. Hinzukommt häufig eine Amplitudenabweichung zwischen den I- und Q-Signalkomponenten.

In 2 sind die Auswirkungen der durch das Heruntermischen in das Basisband verursachten Phasen- und Amplitudenfehler schematisch dargestellt. In 2A sind die an den Eingängen der Mischer 104 und 105 vorliegenden Hochfrequenzsignale gegen die Frequenz &ohgr; aufgetragen. Das mit dem Bezugszeichen 200 gekennzeichnete Hochfrequenzsignal bei der Frequenz &ohgr;₀ ist das gesuchte Hochfrequenzsignal. Daneben gibt es bei der Spiegelfrequenz –&ohgr;₀ ein weiteres Hochfrequenzsignal 201.

In 2B ist die Übertragungsfunktion der Mischer 104 und 105 dargestellt. Ein Mischersignal 202 bei der Frequenz –&ohgr;₀ dient zum Heruntermischen des Hochfrequenzsignals 200 in das Basisband. Ferner verursachen die Phasen- und Amplitudenfehler ein weiteres Mischersignal 203 bei der Spiegelfrequenz &ohgr;₀.

Die nach dem Durchlaufen der Mischer 104 und 105 aus den Hochfrequenzsignalen 200 und 201 erhaltenen Signale sind in 2C dargestellt. Die mit den Bezugszeichen 204 und 205 gekennzeichneten Signale resultieren aus dem Mischen der Hochfrequenzsignale 200 und 201 mit dem Mischersignal 202, wobei das Signal 204 das gesuchte Basisbandsignal darstellt. Ferner werden durch das Mischen der Hochfrequenzsignale 200und 201 mit dem Mischersignal 203 Signale 206 und 207 erzeugt.

Bei der weiteren Signalverarbeitung werden die Signale 205 und 207 mit den Frequenzen –2&ohgr;₀ bzw. 2&ohgr;₀ durch die Bandpassfilter 108 und 109 aus den I- und Q-Signalkomponenten entfernt. Die Übertragungsfunktion 208 der Bandpassfilter 108 und 109 ist in 2C gezeigt.

Wenn das durch die Phasen- und Amplitudenfehler erzeugte Basisbandsignal 206 nicht eliminiert oder zumindest reduziert wird, führt dieses Signal zu Verzerrungen des Basisbandsignals und letztlich zu einer höheren Bitfehlerrate. Daher wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das Basisbandsignal 206 aus den I- und Q-Signalkomponenten eliminiert oder zumindest reduziert. Dies erfolgt vorzugsweise in dem digitalen Abschnitt des Empfangspfads, beispielsweise in dem Digitalsignalprozessor 112.

In 3 ist ein Korrekturmodell 300, das die Kompensation der Phasen- und/oder Amplitudenfehler beschreibt, schematisch dargestellt. Die komplexen Eingangswerte der I-Signalkomponente, die mit dem zu kompensierenden Fehler behaftet sind, werden mit z_k,imb bezeichnet, wobei k den dem Eingangswert z_k,imb zugeordneten zeitdiskreten Zeitpunkt angibt. Die entsprechenden komplexen Eingangswerte der Q-Signalkomponente sind mit z *k,imb bezeichnet, wobei der Eingangswert z *k,imb das komplex Konjugierte zu dem Eingangswert z_k,imb darstellt.

Bei dem Korrekturmodell 300 ist vorgesehen, dass die Eingangswerte z_k,imb und z *k,imb – wie in 3 dargestellt – den Eingängen einer Einheit 301 bzw. 302 und einem Addierer 303 bzw. 304 zugeführt werden. Ferner sind die Ausgänge der Einheiten 301 und 302 mit weiteren Eingängen der Addierer 303 bzw. 304 verbunden. Im Ergebnis führt dies dazu, dass der Eingangswert z *k,imb in der Einheit 301 mit einem komplexen Korrekturparameter w beispielsweise durch eine Multiplikation beaufschlagt wird und anschließend von dem Eingangswert z_k,imb subtrahiert wird. Dadurch ergibt sich am Ausgang des Addierers 303 ein Fehler-kompensierter Wert z_k,corr der I-Signalkomponente. In entsprechender Weise wird der Eingangswert z_k,imb mit dem konjugiert komplexen Korrekturparameter w^* beispielsweise durch eine Multiplikation beaufschlagt und anschließend mittels des Addierers 304 von dem Eingangswert subtrahiert. Der Addierer 304 gibt an seinem Ausgang einen Fehler-kompensierten Wert z *k,corr der Q-Signalkomponente aus. Beispielsweise gilt für die Fehler-kompensierten Werte z_k,corr bzw. z *k,corr der I- bzw. Q-Signalkomponente: z_k,corr = z_k,imb – w·z*k,imb(2) z*k,corr = z*k,imb – w^*·z_k,imb(3)

Der optimale Korrekturparameter w wird mit Hilfe eines im Folgenden erläuterten Schätzalgorithmus ermittelt. Ausgangspunkt ist die Erkenntnis, dass der Korrekturparameter w sich mittels einer Funktion des Quotienten aus den Fehlerbehafteten Werten z_k,imb und z *k,imb schätzen lässt. Beispielsweise lässt sich der Korrekturparameter w anhand der folgenden Gleichung (1) schätzen, wobei E den Erwartungswert angibt:

Die komplexen Werte z_k,imb und z *k,imb lassen sich mittels ihrer kartesischen Koordinaten folgendermaßen beschreiben, wobei a_k den Realteil und b_k den Imaginärteil des Fehler-behafteten Werts z_k,imb angeben: z_k,imb = a_k + i·b_k(5) z*k,imb = a_k – i·b_k(6)

Werden die Gleichungen (5) und (6) in Gleichung (4) eingesetzt, ergibt sich:

Gleichung (7) kann weiter umgeformt werden, sodass sich folgende Gleichung (8) ergibt, bei welcher der einstellbare Parameter &dgr; beispielsweise den Wert 2 annimmt:

Anhand von Gleichung (8) lässt sich ersehen, dass drei verschiedene Terme, denen sich bestimmte Bedeutungen zuweisen lassen, in die Schätzung des Korrekturparameters w eingehen.

Dabei beschreibt der Term a_k·b_k den Phasenfehler, der Term a2k – b2k den Amplitudenfehler und der Term a2k + b2k die Normalisierung im Nenner.

Bei der Implementierung des Algorithmus zur Schätzung des Korrekturparameters w kann beispielsweise mittels Gleichung (8) für jeden Eingangswert z_k,imb bzw. z *k,imb der Korrekturparameter w bestimmt werden. Dies empfiehlt sich beispielsweise bei einer starken Schwankung des Amplitudenpegels der empfangenen Signale.

Falls davon ausgegangen werden kann, dass die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Eingangswerte z_k,imb und z *k,imb konstant ist, lässt sich Gleichung (8) folgendermaßen angeben:

In Gleichung (9) bezeichnet &ggr; einen einstellbaren Parameter, der von der jeweiligen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion abhängt.

Die nachfolgende Gleichung (10), bei welcher die einstellbaren Parameter &agr; und &bgr; beispielsweise die Werte &agr; = 0,5 und &bgr; = 1 aufweisen, gibt eine weitere Möglichkeit an, den Korrekturparameter w zu schätzen:

Sofern des Weiteren der Amplitudenfehler zwischen der I- und der Q-Signalkomponente vernachlässigt werden kann, lässt sich der Schätzalgorithmus weiter vereinfachen:

Sofern die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Eingangswerte z_k,imb und z *k,imb bekannt ist, stellt die nachfolgende Gleichung (12) eine weitere Möglichkeit dar, den Korrekturparameter w zu schätzen:

Bei Gleichung (12) hängen die einstellbaren Parameter &mgr; und &ngr; von der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion der Eingangswerte z_k,imb und z *k,imb ab. Vorteilhaft an Gleichung (12) ist, dass keine Quadrate gebildet werden müssen, dass die Anzahl der Divisionen reduziert werden kann und dass die Varianz des Schätzers verringert wird.

Der erste Term im Zähler von Gleichung (12) kann vernachlässigt werden, sofern der Amplitudenfehler zwischen der I- und der Q-Signalkomponente ausreichend gering ist:

In 4 ist beispielhaft die Implementierung von Gleichung (10) dargestellt. Vorzugsweise ist der Algorithmus zur Schätzung des Korrekturparameters w in dem Digitalsignalprozessor 112 implementiert. Die im Folgenden beschriebenen Bauelemente können dabei als Rechenoperationen realisiert sein. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden für die Parameter &agr; und &bgr; die Werte &agr; = 0,5 und &bgr; = 1 gewählt.

Bei der in 4 dargestellten Schaltung 400 wird ein eingehender Realteil a_k einem Quadrierer 401 sowie einem Multiplizierer 403 zugeführt. Ein eingehender Imaginärteil b_k wird einem Quadrierer 402 und einem weiteren Eingang des Multiplizierers 403 zugeführt. Die Ausgänge der Quadrierer 401 und 402 sind jeweils mit Eingängen von Addierern 404 und 405 verbunden, wobei zu beachten ist, dass das Vorzeichen des Ausgangswerts des Quadrierers 402 vor der Addition durch den Addierer 405 invertiert wird. Den Addierern 404 und 405 sowie dem Multiplizierer 403 sind jeweils ein Summierer 406, 407 bzw. 408 nachgeschaltet. Die Summierer 406, 407 und 408 dienen dazu, um eine bestimmte Anzahl von den in sie eingehenden Werten aufzusummieren, bevor aus diesen Werten ein Quotient gebildet wird. Durch die Summenbildung wird die Ausgangsrate der Summierer 406, 407 und 408 gegenüber ihrer Eingangsrate reduziert.

Der Ausgangswert