Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemein auf einen Signalcodierer, einen Signaldecodierer, Verfahren zum Konfigurieren eines Signalcodierers, Verfahren zum Konfigurieren eines Signaldecodierers, Verfahren zum Betrieb eines Signalcodierers, Verfahren zum Betrieb eines Signaldecodierers, ein Computerprogramm und ein Datenübertragungssystem, im speziellen auf eine redundante Raum-Codierung für die digitale Kommunikation über Mehrkanalsysteme mit grober Quantisierung des Empfangssignals.

Sowohl im Rahmen der leitungsgebundenen als auch der drahtlosen Datenübertragung wird heute typischerweise eine digitale Kommunikation eingesetzt. Im Folgenden wird kurz das Technische Umfeld skizziert, in welchem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann. Nach einem kurzen Überblick über ein digitales Kommunikationssystem im Allgemeinen wird auf den Baustein der digitalen Modulation und auf die Erzeugung der Signalraumkonstellation eingegangen, da beispielsweise in diesem Bereich die Erfindung zur Anwendungen kommen kann.

12 zeigt ein funktionales Diagramm bzw. Ein Blockschaltbild eines digitalen Kommunikationssystems. Das digitale Kommunikationssystem gemäß der 12 ist in seiner Gesamtheit mit 1200 bezeichnet. Das digitale Kommunikationssystem 1200 besteht aus den im Folgenden beschriebenen neun wesentlichen Komponenten (vergleiche [1]):

• 1. Informationsquelle 1210: die Informationsquelle 1210 stellt die zu übertragene Information in analoger Form (z. B. ein Audiosignal oder ein Videosignal) oder in digitaler Form (z. B. eine Computerdatei) bereit.
• 2. Quellencodierung 1220: die Signale der Informationsquelle 1210 werden durch die Quellencodierung 1220 in einem Strom von Bits (auch als Bitstrom bezeichnet) konvertiert. In der Regel wird dabei versucht, eventuell vorhandene Redundanz zu entfernen, um so das Eingangssignal mit so wenigen Bits wie möglich zu repräsentieren (Datenkompression).
• 3. Kanalcodierung 1230: Da der Bitstrom nach der Quellencodierung 1220 anfällig für Fehler ist, wird oft ein Fehlerschutz mit Hilfe von Kanalcodierung durchgeführt. Hierbei werden dem Bitstrom weitere Bits (sogenannte Prüfbits) hinzugefügt, die empfängerseitig zur Korrektur von Übertragungsfehlern genutzt werden können.
• 4. Digitale Modulation 1240: Der kanalcodierte Bitstrom (von der Kanalcodierung 1230) wird abgebildet auf Signalformen, welche über den (in praxi immer) analogen Kanal übertragen werden können. Hierbei wird eine bestimmte Anzahl B an Bits aus dem Bitstrom zusammengefasst und dann auf 2^B verschiedene Signalformen abgebildet.
• 5. Kanal 1250: Der Kanal 1250 überträgt die Signalformen und liefert diese in der Regel in einer verzerrten und verrauschten Form an seinem Ausgang wieder ab. Technische Übertragungskanäle können sowohl drahtgebunden (z. B. Kupfer- oder Glasfaserkabel) als auch drahtlos (Funkstrecke) vorliegen. Haben Sender und Empfänger mehrere Antennen, oder werden mehrere Leitungen eines Kabels gleichzeitig genutzt, entsteht ein Mehrkanalsystem (vergleiche [2]).
• 6. Digitale Demodulation 1260: Die (über den Kanal 1250) empfangenen, verrauschten und verzerrten Signalformen werden nun auf einen Strom von Zahlen abgebildet, welche Schätzwerte für den gesendeten, codierten Bitstrom darstellen. Die Schätzwerte enthalten üblicherweise Information über die Zuverlässigkeit der Schätzung. Diese ist hilfreich bei der darauffolgenden Kanaldecodierung 1270.
• 7. Kanaldecodierung 1270: Die (von der digitalen Demodulation 1260 erhaltenen) Schätzwerte für den gesendeten Bitstrom werden von einem Kanaldecoder weiterverarbeitet, wobei die vorher eingebrachten Prüfbits (vergleiche Kanaldecodierung 1230) zur Korrektur von Übertragungsfehlern verwendet werden. Am Ausgang des Kanaldecoders bzw. der Kanaldecodierung 1270 entsteht so wieder ein Bitstrom, der im Falle von erfolgreicher Fehlerkorrektur genau dem Bitstrom nach der Quellencodierung 1220 entspricht.
• 8. Quellendecodierung 1280: Der (von der Kanaldecodierung erhaltene) Bitstrom wird von einem Quellendecoder wieder dekomprimiert und gegebenenfalls in seine analoge Ursprungsform zurückgeführt.
• 9. Informationssenke 1290: Die Informationssenke 1290 ist der Empfänger der Information, und empfängt die übertragenen Daten beispielsweise von der Quellendecodierung 1280.

Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass anhand der 12 die wesentlichen Komponenten eines digitalen Kommunikationssystems beschrieben wurden.

Im Folgenden wird die anhand der 12 gezeigte digitale Modulation 1240 und die anhand der 12 ebenso gezeigte digitale Demodulation 1260 näher erläutert. In anderen Worten, die Blöcke „digitale Modulation" und „digitale Demodulation" werden im Folgenden näher betrachtet. 13 zeigt zu diesem Zweck eine schematische Darstellung der digitalen Modulation und der digitalen Demodulation sowie eine Definition eines effektiven Kanals. In anderen Worten, die 13 zeigt, wie ein Bitstrom auf Signalformen abgebildet wird.

Die graphische Darstellung der 13 ist in ihrer Gesamtheit mit 1300 bezeichnet. Das Übertragungssystem 1300 gemäß der 13 empfängt einen Bitstrom 1310 beispielsweise von der Kanalcodierung 1230 gemäß 12.

• 1. Signalraumkonstellation 1320: Im Rahmen der Bildung einer Signalraumkonstellation (auch als Signalraum-Abbildung 1320 bezeichnet) erfolgt eine Abbildung einer Gruppe von B Bits auf eine von 2^B möglichen komplexen (oder reellen) Zahlen, die sogenannte Signalraumkonstellation. Detaillierte Ausführungen im Hinblick auf die Signalraumkonstellation finden sich im Übrigen in der weiteren Beschreibung.
• 2. Sendesignalverarbeitung 1330: Ein aufgrund der Abbildung auf die Signalraumkonstellation erzeugter Zahlenstrom 1324 aus reellen oder komplexen Zahlen wird gegebenenfalls durch eine sogenannte Sendesignalverarbeitung in einen zweiten Zahlenstrom 1334 überführt. Dies wird in der Regel durchgeführt, um Verzerrungen des Kanals (vollständig oder teilweise) zu kompensieren.
• 3. Impulsformung 1340: Der (aus der Sendesignalverarbeitung) resultierende Zahlenstrom 1334 wird anschließend durch eine Impulsformung 1340 in ein analoges Sendesignal 1344 verwandelt. Die Impulsformung 1340 dient der Anpassung des Signals an die zur Verfügung stehende Bandbreite des Kanals.
• 4. RF-Modulation 1350: Wenn es sich bei dem Kanal (beispielsweise bei dem Kanal 1250, 1360) um eine Funkübertragungsstrecke handelt, muss das Signal noch in den vorgesehenen Radiofrequenzbereich gebracht werden. Dies geschieht durch Mischung (beispielsweise Amplitudenmodulation) mit einem Radiofrequenz-(RF-)Trägersignal, welches durch einen lokalen Oszillator erzeugt wird. Zur RF-Modulation 1350 zählen auch Filterung und Verstärkung des RF-Signals. Im Falle eines drahtgebundenen Kanals kann die RF-Modulation auch entfallen (sogenannte Basisbandübertragung).

Ein durch die RF-Modulation 1350 erzeugtes RF-Signal 1354 wird sodann über einen drahtgebundenen oder drahtlosen Kanal 1250, 1360 (bei dem es sich typischerweise um einen Mehrfach-Kanal handelt) übertragen. Ein Mehrfachkanal erlaubt dabei die gleiche Übertragung von mehreren Signalen bzw. Signalanteilen, wobei es zu einer Verkoppelung zwischen den einzelnen Signalen oder Signalanteilen kommen kann.

Bei der Übertragung über den Kanal 1360 entsteht ein Empfangssignal 1364, das einer digitalen Demodulation zugeführt wird. Bei der digitalen Demodulation werden aus den empfangenen Signalformen (des Empfangssignals 1364) Schätzwerte für die gesendeten (kanalcodierten) Bits erzeugt.

Die digitale Demodulation erfolgt typischerweise in mehreren Stufen, die im Folgenden beschrieben werden.

• 1. RF-Demodulation 1370: Falls senderseitig eine RF-Modulation 1350 durchgeführt wurde, muss das Empfangssignal typischerweise erst wieder aus dem RF-Bereich in das Basisband heruntergemischt werden. Im Falle einer Basisbandübertragung entfällt die RF-Demodulation 1370.
• 2. Analog-Digital-Wandlung 1380: Da moderne Signalverarbeitung praktisch nur digital durchgeführt wird, müssen die (typischerweise von der RF-Demodulation 1370 gelieferten) analogen Empfangswerte 1374 in eine sowohl zeit- als auch wertdiskrete Form übergeführt werden. Dies geschieht mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers 1380 (auch als A/D-Wandler bezeichnet), beziehungsweise mit Hilfe einer Bank von A/D-Wandlern bei einem Mehrkanalsystem. Der Ausgang des Analog/Digital-Wandlers bzw. der Bank von Analog/Digital-Wandlern kann als ein Strom 1384 von reellen oder komplexen Zahlen interpretiert werden.
• 3. Detektion 1390: Der genannte Zahlenstrom 1384 kann ähnlich wie bei der Sendesignalverarbeitung auch am Empfänger weiterverarbeitet werden. Ziel ist es dabei Schätzwerte 1394 für den gesendeten Bitstrom 1310 zu erzeugen.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass im Folgenden die Funktionalität der Sendesignalverarbeitung 1330, der Impulsformung 1340, der Übertragung über den Kanal 1360 sowie der gegebenenfalls ferner vorhanden RF-Modulation 1350 und RF-Demodulation 1370 zusammenfassend als Übertragung über einen effektiven Kanal aufgefasst wird. In anderen Worten, der effektive Kanal umfasst die Sende-Signalverarbeitung 1330, die Pulsformung 1340 sowie die Überragung über den Kanal 1360. Ferner umfasst der effektive Kanal optional auch die RF-Modulation 1350 sowie die RF-Demodulation 1370. Der effektive Kanal beschreibt somit die Übertragung zwischen der senderseitigen Signalraum-Abbildung 1320 und der empfängerseitigen Analog/Digital-Wandlung 1380 (die auch durch einen Schwellwert-Entscheidung beschrieben werden kann).

14 zeigt daher eine schematische Darstellung einer digitalen Modulation und Demodulation mit einem effektiven MIMO-Kanal.

Im Folgenden werden Details hinsichtlich des effektiven MIMO-Kanals beschrieben. Die Blöcke „Sendesignalverarbeitung" 1330, „Impulsformung" 1340, „RF-Modulation" 1350, „Kanal" 1360 und „RF-Demodulation" 1370 können im Hinblick auf die vorliegende Erfindung zu einem einzigen Block zusammengefasst werden, der im Folgenden als „effektiver Kanal" bezeichnet wird (vergleiche 13). Dadurch ergibt sich ein in 14 gezeigtes Blockschaltbild, welches die Abbildung des sendeseitigen Bitstroms 1310 auf den empfangsseitigen Strom 1394 von zugehörigen Schätzwerten zeigt. In anderen Worten, die 14 zeigt eine Abbildung des sendeseitigen Bitstroms auf den empfangsseitigen Strom seiner Schätzwerte.

Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass gleiche Einrichtungen und Signale in den 13 und 14 mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.

Der effektive Kanal 1360 hat eine bestimmte Anzahl N an Kanaleingängen, an denen er komplexe oder reelle Zahlen 1324 aus der Signalraumkonstellation akzeptiert, und eine Anzahl M an Kanalausgängen, an denen analoge Signale 1374 von dem Analog/Digital-Wandler 1380 abgegriffen werden können. Ein solcher Kanal mit N Eingängen und M Ausgängen wird im Übrigen auch MN-System oder MIMO-System (für engl. Multiple-Input-Multiple-Output) genannt (vergleiche [2]). Ein Kanal mit N Eingängen und M Ausgängen kann beispielsweise dadurch entstehen, indem der Sender mit N Antennen und der Empfänger mit M Antennen ausgerüstet ist. Durch die in dem effektiven Kanal 1360 enthaltene Sendesignalverarbeitung 1330 kann jedoch die Anzahl der Sendeantennen auch größer als N sein.

Die vorliegende Erfindung nimmt auf die Eigenschaften des effektiven MIMO-Kanals 1360 keinen Einfluss. Es wird jedoch bevorzugt, dass die Eigenschaften des effektiven MIMO-Kanals 1360 bekannt sind.

Im Folgenden bezeichnen x₁, x₂, ..., x_N die Zahlen an den Eingängen des effektiven Kanals 1360. Ferner bezeichnen y₁, y₂, ..., y_M die Zahlen an den Ausgängen des effektiven Kanals 1360. Es wird im Folgenden vorausgesetzt, dass die Eigenschaften des effektiven Kanals 1360 vollständig durch eine sogenannte Kanalmatrix H und einen sogenannten Rauschvektor n beschrieben sind, wobei gilt:

Die Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_M 1374 von den Ausgängen des effektiven Kanals sind daher als eine Linearkombination der Sendesignale x₁, x₂, ..., x_N zuzüglich eines Rauschterms n darstellbar. Dies ist unter anderem der Fall, wenn der Übertragungskanal 1360 zeitlich nicht dispersiv (frequenzflach) ist, und die Schritte der Signalverarbeitung 1330, Impulsformung 1340, der RF-Modulation 1350 und der RE-Demodulation 1370 linear sind.

Im Folgenden werden Details im Hinblick auf die Signalraumkonstellation bzw. Signalraumabbildung beschrieben. Zu diesem Zweck zeigt 15 eine graphische Darstellung einer Signalraumabbildung, einer Übertragung über einen effektiven MIMO-Kanal und einer Analog/Digital-Wandelung. Die graphische Darstellung der 15 ist in ihrer Gesamtheit mit 1500 bezeichnet. In anderen Worten, im Folgenden wird die Abbildung des Bitstroms 1310 von der Kanalcodierung auf die Signalraumkonstellation bzw. auf Signale 1324 näher erläutert. Wie in 15 skizziert ist, werden zunächst B Bits c₁, c₂, ..., c_B des Bitstroms mit Hilfe eines Seriell/Parallel-Wandlers (S/P) 1510 gruppiert und dann auf N Signalraumblöcke sig₁, sig₂, ..., sig_N verteilt. Hierbei erhält der i-te Signalraumblock der N Signalraumblöcke 1520_1, 1520_2, ..., 1520_N eine Anzahl b_i der insgesamt B Bits und bildet diese auf eine von

In andern Worten, B Bits des Bitstroms 1310 der Kanalcodierung werden in N Gruppen von Bits eingeteilt, wobei eine i-te Gruppe b_i Bits umfasst. Der i-te Signalraumblock sig_i (auch mit 1520_i bezeichnet) empfängt somit die Gruppe von b_i Bits und bildet diese auf einen reellen oder komplexen Wert x_i ab (wobei bevorzugt gilt: 1 ≤ i ≤ N).

Die Zahl x_i wird aus einer

Da ferner b₁ + b₂ + ... + b_N = B gilt, hat die Menge M (auch als Gesamt-Modulationsalphabet bezeichnet) genau |M| = 2^B Elemente. Auf diese Weise wird durch die Gruppe von B Bits aus dem Bitstrom 1310 genau ein Vektor x aus den 2^B möglichen Vektoren aus M ausgewählt.

Im Folgenden wird die auf die Übertragung über den effektiven MIMO-Kanal folgende Analog/Digital-Wandlung beschrieben. Der effektive MIMO-Kanal 1360 empfängt dabei als Eingangssignale die Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N bzw. den Vektor x. Der effektive MIMO-Kanal 1360 erzeugt aus dem Vektor x M Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_M. Ferner tritt bei der Übertragung über den effektiven MIMO-Kanal 1360 ein Rauschen auf. Somit wird nach der Übertragung über den effektiven MIMO-Kanal 1360 ein verrauschter Empfangsvektor y an den Ausgang des MIMO-Kanals 1360 erhalten, wobei gilt: y = Hx + n.

Der verrauschte Empfangsvektor y wird dann einer Bank 1540 von A/D-Wandlern 1540_1, 1540_2, ..., 1540_M zugeführt. In anderen Worten, der i-te Analog/Digital-Wandler 1540_i der Bank 1540 von Analog/Digital-Wandlern empfängt das i-te Empfangssignal y_i. An einem Ausgang des i-ten A/D-Wandler 1540_i steht somit eine r_i Bit breite Zahl z_i zur Verfügung, die dem quantisierten Signal bzw. Empfangssignal y_i entspricht: z_i = Q_i(y_i),

Die Funktion Q_i(.) beschreibt die Operation des i-ten A/D-Wandlers. Die Gesamtauflösung aller A/D-Wandler ist mit r_ges = r₁ + r₂ + ... + r_M Bit gegeben. Damit es überhaupt möglich ist, die B gesendeten Bits zu rekonstruieren, muss gelten: r_ges ≥ B.

Im Folgenden wird die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende technische Problemstellung beschrieben. So erschweren die Verkopplungen zwischen den Kanälen eines Mehrkanalsystems (beispielsweise eines effektiven MIMO-Kanals 1360) die Realisierung einer hochauflösenden A/D-Wandlung. In der Praxis kann dies dazu führen, dass mit technisch verfügbaren A/D-Wandlern, keine A/D-Wandlung vorgenommen werden kann, welche hochauflösend genug wäre, um einschlägige Verfahren der Signalverarbeitung (vergleiche [3]) und Kanalcodierung (vergleiche [1]) anzuwenden.

Im Folgenden wird die Durchführung einer Analog/Digital-Wandlung (A/D-Wandlung) bei Mehrkanalsystemen beschrieben. Einschlägige Verfahren der Sende- und Empfangssignalverarbeitung und der Kanalcodierung sehen von der Existenz von A/D-Wandlern bei einem Empfänger ab, und nehmen dabei an, dass die kontinuierlichen Signalwerte am Ausgang des effektiven Kanals der weiteren Signalverarbeitung und Kanaldecodierung zur Verfügung stehen. Diese Annahme ist dahingehend gerechtfertigt, wenn die Auflösung der verwendeten A/D-Wandler so hoch ist, dass das erzeugte Quantisierungsgeräusch vernachlässigbar ist. Die Verkoppelung zwischen den Kanälen eines Mehrkanalsystems sorgt allerdings dafür, dass es technisch schwierig ist, eine derart hohe Auflösung der A/D-Wandler zu realisieren. Es wird im Folgenden ein Beispiel eines Mehrkanalsystems betrachtet, das durch die folgende Kanalmatrix H eines effektiven Kanals beschrieben wird:

Das betrachtete System entspricht dabei dem anhand der 14 erläuterten System.

Der effektive Kanal 1360 hat somit N = 4 Kanaleingänge und M = 4 Kanalausgänge. Die Signalraumkonstellation sei dabei eine in der Praxis beliebte 4QAM, wobei für die Modulationsalphabete M₁, M₂, M₃, M₄ gilt: M₁ = M₂ = M₃ = M₄ = {±1 ±j}/√2.

Details im Hinblick auf die Signalraumkonstellation wurden im Übrigen oben erläutert. Die beschriebene Signalraumkonstellation führt auf ein Modulationsalphabet mit 4⁴ = 256 Elementen, aus welchen durch eine Gruppe von B = 8 Bit des Bitstroms 1310 jeweils eines zur Übertragung ausgewählt wird (vergleiche 15 und die dazugehörige Beschreibung).

In einem rauschfreien Fall stellt sich daraufhin an den Ausgängen y₁, y₂, y₃, y₄ des effektiven Kanals 1360 jeweils eines von 256 möglichen Signalen bzw. einer von 256 möglichen Signalwerten (im Sinne einer Signalkombination) ein.

16 zeigt alle 256 möglichen Signale an den vier Ausgängen y₁, y₂, y₃, y₄ des effektiven Kanals 1360. In anderen Worten, 16 zeigt eine rauschfreie Signalkonstellation an den Ausgängen des effektiven Kanals 1360 gemäß dem vorher genannten Beispiel. Horizontale und vertikale Linien zeigen die Grenzen von Quantisierungsintervallen bei Verwendung von 2-Bit A/D-Wandlern je Dimension bzw. je Signalkomponente an.

In anderen Worten, die 16 zeigt die Ausgangswerte, die sich an dem ersten Ausgang (z. B. an dem Ausgang y₁), an dem zweiten Ausgang (z. B. Ausgang y₂), an dem dritten Ausgang (z. B. an dem Ausgang y₃) und an dem vierten Ausgang (z. B. an dem Ausgang y₄) ergeben, wenn an die Eingänge x₁, x₂, x₃, x₄ des effektiven MIMO-Kanals 1360 256 verschiedene Eingangsvektoren bzw. Eingangs-Modulationssymbole (bestehend aus vier Einzel-Modulationssymbolen aus den Mengen M₁, M₂, M₃, M₄) angelegt werden. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass gemäß der oben beschriebenen Kanalmatrix H eine Verkoppelung zwischen allen Eingangssignalen x₂, x₂, x₃, x₄ des effektiven MIMO-Kanals 1360 und allen Ausgängen y₁, y₂, y₃, y₄ des effektiven MIMO-Kanals 1360 auftritt. Aus diesem Grund ergeben sich für alle Ausgangssignale y₁, y₂, y₃, y₄ deutlich mehr als vier verschiedenen Signalwerte (typischerweise sogar bis zu 256 verschiedene Signalwerte) während sich ohne eine Verkopplung zwischen den einzelnen Eingängen bzw. Kanälen nur vier verschiedene Signalwerte ergeben würden.

Für die Funktion einschlägiger Verfahren der Signalverarbeitung und Kanalcodierung ist es notwendig, dass alle Empfangssignale (im rauschfreien Fall) durch die A/D-Wandler aufgelöst werden können, d.h., dass verschiedene Signale auch verschiedenen Quantisierungsintervallen der A/D-Wandler zugeordnet werden. Die in 16 zu erkennende dichte Nachbarschaft verschiedener Empfangssignale erzwingt jedoch (zu diesem Zweck) die Verwendung von A/D-Wandlern mit relativ hoher Auflösung. Durch Vergrößerung der Anzahl der Kanaleingänge, oder durch Erhöhung der Stufenzahl des Modulationsalphabets wächst die benötigte Auflösung der A/D-Wandler schnell über die technischen Grenzen hinaus. Dies führt dazu, dass bei Mehrkanalsystemen ab einer bestimmten Größe keine hochauflösende A/D-Wandlung vorgenommen werden kann. Als Folge davon tritt daher eine sogenannte grobe Quantisierung ein.

Im Folgenden wird das Problem der groben Quantisierung näher erläutert. Zu diesem Zweck wird noch einmal die 16 herangezogen. 16 zeigt beispielsweise in einer ersten graphischen Darstellung 1610 Werte eines Empfangssignals y₁, das an einem Eingang eines A/D-Wandlers anliegt, für 256 verschiedene Kombinationen von Signalwerten der Sendesignale x1, x₂, x₃, x₄ gemäß dem Modulationsalphabet M. Die verschiedenen Signalwerte des Empfangssignals y₁ sind beispielsweise als Punkte in einer komplexen Zahlenebene, also aufgeteilt nach Realteil und Imaginärteil, angetragen. Hierbei werden beispielsweise für einen Realteil Werte in einem Bereich zwischen –3 und 3 sowie für einen Imaginärteil Werte in einem Bereich zwischen –3 und 3 berücksichtigt.

Ferner zeigt die erste graphische Abbildung 1610 als vertikale Linien Intervallgrenzen von Quantisierungsintervallen eines Analog/Digital-Wandlers, der einen Realteil des Signals y₁ in vier Stufen bzw. Intervallen (zwischen –3 und –1,5, zwischen –1,5 und 0, zwischen 0 und 1,5 sowie zwischen 1,5 und 3) quantisiert. Horizontale Linien zeigen ferner Intervallgrenzen von Quantisierungsintervallen eines weiteren Analog/Digital-Wandlers, der einen Imaginärteil des Empfangssignals y₁ in vier Stufen (zwischen –3 und –1,5, zwischen –1,5 und 0, zwischen 0 und 1,5 sowie zwischen 1,5 und 3) quantisiert.

Eine dazu korrespondierende zweite graphische Darstellung 1620 beschreibt Signalwerte eines Empfangssignals y₂ sowie Intervallgrenzen von zwei zugehörigen Analog/Digital-Wandlern (für einen Realteil und für einen Imaginärteil). Ferner beschreibt eine dritte graphische Darstellung 1630 Signalwerte des dritten Empfangssignals y₃ sowie Intervallgrenzen von zwei zugehörigen Analog/Digital-Wandlern zur Quantisierung von Realteil und Imaginärteil des dritten Empfangssignals y₃. Eine vierte graphische Darstellung 1640 zeigt ferner Signalwerte des vierten Empfangssignals y₄ einschließlich Intervallgrenzen von zwei zugehörigen Analog/Digital-Wandlern zur Quantisierung des Realteils und des Imaginärteils des vierten Empfangssignals y₄.

In den graphischen Darstellungen 1610, 1620, 1620 und 1640 gemäß der 16 sind beispielhaft Quantisierungsintervallgrenzen eingetragen, welche sich bei einer homogenen Quantisierung mit 2-Bit A/D-Wandlern ergeben. In anderen Worten, es wird jeweils ein 2-Bit A/D-Wandler für den Realteil und ein 2-Bit A/D-Wandler für den Imaginärteil an jedem der vier Ausgänge y₁, y₂, y₃, y₄ des effektiven MIMO-Kanals 1360 angeschlossen

An jedem Ausgang des Kanals bzw. des effektiven Kanals 1360 handelt es sich um eine grobe A/D-Wandlung, da verschiedene Eingangssignale auf ein und das selbe Quantisierungsintervall abgebildet werden. Es zeigt sich, dass es sich auch dann noch um eine grobe Quantisierung handelt, wenn alle vier quantisierten Ausgänge (z₁, z₂, z₃, z₄) gemeinsam betrachtet werden. Um dies zu erkennen, sind in 16 zwei Empfangssignale (also zwei Signale, die zu zwei verschiedenen Sendesignalen gehören) durch große „*"-Markierungen 1650 hervorgehoben. Man erkennt, dass an allen vier Ausgängen beide Signale auf das gleiche Quantisierungsintervall abgebildet werden, und damit nicht unterscheidbar sind. Dieser Verlust an Unterscheidbarkeit der Signale nach der Quantisierung ist das wesentliche Charakteristikum einer groben Quantisierung.

In anderen Worten, bei einer groben Quantisierung führen zwei verschiedene Sendesignale, die zu zwei verschiedenen zu übertragenen Informationen (bzw. Bitmustern der Informationsbits) gehören, zu gleichen Signalen an den Ausgängen von empfangsseitigen A/D-Wandlern.

Im Folgenden werden die Auswirkungen einer Kommunikation mit einer groben Quantisierung beschrieben. Die oben gezeigte durch grobe Quantisierung verursachte Ununterscheidbarkeit verschiedener gesendeter Signale sorgt dafür, dass einschlägige Verfahren der Signalverarbeitung und Kanalcodierung ihren Dienst versagen. Um dies zu verdeutlichen wurde in einem Beispiel als Kanalcodierungsverfahren ein Faltungscode (der Gedächtnislänge 6) mit Viterbi-Decodierung, und als Empfangssignalverarbeitung eine sogenannte log-likelihood Detektion angenommen (vergleiche [4]).

17 zeigt eine graphische Darstellung einer Bitfehlerhäufigkeit nach einer Viterbi-Decodierung eines Faltungscodes. Die graphische Darstellung der 17 ist in ihrer Gesamtheit mit 1700 bezeichnet. An einer Abszisse 1710 ist ein Verhältnis zwischen einer Sendeleistung und einer Rauschleistung in Dezibel angetragen. Eine Ordinate 1720 zeigt eine codierte Bitfehlerrate in einer logarithmischen Darstellung. Eine erste Kurve 1730 schreibt einen Zusammenhang zwischen dem Signal-Rausch-Verhältnis (P_T/&sgr;2n) und der codierten Bitfehlerrate unter Verwendung eines 1-Bit A/D-Wandlers bei der Auswertung der Empfangssignale y₁, y₂, y₃, y₄. Eine zweite Kurve 1740 beschreibt denselben Zusammenhang für die Verwendung eines ∞-Bit A/D-Wandlers, also eines A/D-Wandlers mit beliebig hoher Auflösung. In anderen Worten, 17 zeigt die sich unter Verwendung des Beispielkanals ergebenden Bitfehlerhäufigkeiten als Funktion des Verhältnisses von aufgebrachter Sendeleistung P_T zu einer Leistung &sgr;2n des Empfangsrauschens. Bei einer hypothetischen, unendlich hohen Auflösung der A/D-Wandler, funktioniert das Codierungssystem hervorragend. Werden jedoch A/D-Wandler mit 1-Bit Auflösung pro Dimension (also mit 1-Bit Auflösung für den Realteil und mit 1-Bit Auflösung für den Imaginärteil der Signale y₁, y₂, y₃, y₄) verwendet, sättigt die Bitfehlerhäufigkeit auf einen beträchtlich hohen Wert von etwa 10^–4. Dies ist für viele praktische Anwendungen zu hoch. Das vorher beschriebene Codierungssystem kann daher nicht ohne Weiteres mit einer groben A/D-Wandlung (z. B. mit einem 1-Bit A/D-Wandler) zusammenarbeiten.

18 zeigt ferner eine schematische Darstellung eines Bussystems mit vier parallelen Leitungen. Bei dem gezeigten Bussystem soll vier Bits (b₀, b₁, b₂, b₃) ∊ {0, 1}⁴ übertragen werden. Hierzu wandelt am Sender ein sogenannter Bustreiber 1810 (bestehend aus vier einzelnen Leitungstreibern 1810_0, 1810_1, 1810_2, 1810_3) die binären Werte der Bits b₀, b₁, b₂, b₃ in jeweils einen von zwei möglichen Spannungswerten um. Beispielsweise wandelt der erste Leitungstreiber 1810_0 das Bit b₀ in eine zugehörige Sendespannung u₀ um. Der Leitungstreiber 1810_1 wandelt das Bit b₁ in eine zugehörige Sendespannung u₁ um. Der Leitungstreiber 1810_2 wandelt das Bit b₂ in eine zugehörige Sendespannung u₂ um. Der Leitungstreiber 1810_3 wandelt das Bit b₃ in eine zugehörige Sendespannung u₃ um. Im Folgenden sei angenommen, dass für die Sendespannungen U_i gelte:

Das Modulationsalphabet des gezeigten Bussystems lautet demnach: M = {0V, 5V}⁴.

Das Modulationsalphabet des gezeigten Bussystems besteht daher aus |M| = 16 verschiedene 4-dimensionalen Vektoren. Die Verkopplung der Leitungen (des Bussystems) sei durch die folgende, diagonaldominante, effektive MIMO-Kanalmatrix beschrieben:

Die Leitungen sind dabei diejenigen Elemente des Bussystems, die für eine Übertragung der Sendespannungen u_i von dem Ausgang des Senders zu dem Eingang des Empfängers übernehmen, so dass die Empfangsspannungen y₀, y₁, y₂, y₃ entstehen. Bei einem Empfänger bzw. am Empfangsende des Bussystems werden die vier empfangenen Spannungen y₀, y₁, y₂, y₃ wieder Werten aus der Menge {0, 1} zugeordnet. In anderen Worten, Empfangssignale bzw. Empfangsspannungen y₀, y_1' y₂, y₃ werden einem Schwellwertentscheider 1830 zugeführt, der beispielsweise vier Einzel-Schwellwertentscheider 1830_0, 1830_1, 1830_2, 1830_3 umfasst.

Beispielsweise empfängt der Schwellwertentscheider 1830_0 das Empfangssignal y₀ und erzeugt daraus ein geschätztes Empfangsbit b^ ₀. In ähnlicher Weise empfängt der Einzel-Schwellwertentscheider 1830_1 das Empfangssignal y₁ und erzeugt daraus ein geschätztes Empfangsbit b^ ₁. Der Einzel-Schwellwertentscheider 1830_2 empfängt das Empfangssignal y₂ und erzeugt daraus ein geschätztes Empfangsbit b^ ₂. Der Einzel-Schwellwertentscheider 1830_3 empfängt das Empfangssignal y₃ und erzeugt daraus ein geschätztes Empfangsbit b^ ₃.

In anderen Worten, an dem Empfangsende des Bussystems werden (durch den Schwellwertentscheider 1830) die vier empfangenen Spannungen (bzw. Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃) wieder Werten aus der Menge {0, 1} zugeordnet. Dabei wird die folgende Abbildungsvorschrift bzw. Zuordnungsvorschrift verwendet:

Werden nun der Reihe nach alle der 16 möglichen Sendevektoren bestehend vier Sendespannungen u₀, u₁, u₂, u₃ aus dem Modulationsalphabet M übertragen, so können daraus (unter der Annahme eines verschwindenden Rauschens) die detektierten Bits (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃) ermittelt werden. 19 zeigt eine Tabelle, in der geschätzte Empfangsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) gesendeten Bits (b₃, b₂, b₁, b₀) für die 16 verschiedenen Kombinationen von gesendeten Bits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) gegenübergestellt sind. In anderen Worten, 19 zeigt eine Gegenüberstellung von gesendeten und empfangenen Bits des Bussystems gemäß 18.

Werden der Reihe nach alle der 16 möglichen Sendevektoren aus dem Modulationsalphabet M übertragen, so findet man für die detektierten Bits (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃) die in der Tabelle der 19 zusammengefassten Werte. Wie aus der Tabelle der 19 ersichtlich ist, treten bei den 16·4 = 64 übertragenen Bits, insgesamt 6 Fehler auf. Bei den inneren Leitungen (auf denen die Bits b₁ und b₂ übertragen werden) treten jeweils zwei Fehler auf, und bei den äußeren Leitungen (auf denen die Bits b₀ und b₃ übertragen werden) tritt jeweils ein Fehler auf. Dies liegt daran, dass die beiden äußeren Leitungen nur eine dominant störende Nachbarleitung haben und daher weniger an Übersprechen leiden als die inneren Leitungen. In jedem Fall ist nach dem Stand der Technik eine zuverlässige Übertragung nicht möglich, da das Übersprechen zu stark ausgeprägt ist, so dass Bitfehler auftreten.

In Anbetracht des bekannten Stands der Technik ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Konzept zur codierten Übertragung digitaler Daten zu schaffen, das auch bei Vorliegen eines Übersprechens zwischen mehreren Übertragungskanälen eine zuverlässige Rekonstruktion der übertragenen digitalen Information unter Verwendung von Schwellwertentscheidern in Form von Analog/Digital-Konvertern endlicher oder insbesondere geringer Auflösung ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch einen Signalcodierer gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 10, durch ein Verfahren zum Konfigurieren eines Signalcodierers gemäß Anspruch 25, 32, 71 oder 72, durch einen Signaldecodierer gemäß Anspruch 37 oder Anspruch 44, ein Verfahren zum Konfigurieren eines Signaldecodierers gemäß Anspruch 52, 57 oder 81, ein Verfahren zum Betrieb eines Signalcodierers gemäß Anspruch 62 oder Anspruch 63, ein Verfahren zum Betrieb eines Signaldecodierers gemäß Anspruch 64 oder Anspruch 65, ein Computerprogramm gemäß Anspruch 66 oder ein Datenübertragungssystem gemäß Anspruch 67 oder 69 gelöst.

Die vorliegende Erfindung schafft somit einen Signalcodierer gemäß Anspruch 1.

Es ist der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, dass durch einen Einsatz eines Vektorabbilders zum nichtlinearen Abbilden von möglichen Bitmustern von B Informationsbits auf 2^B Signalkombinationen auf den N' parallelen binären Signalen, mit N' größer B, in einem Signalcodierer eine redundante Raum-Codierung erzielt werden kann. Die redundante Raumcodierung ermöglicht eine zuverlässige empfängerseitige Detektion der N' binären Signale nach einer Übertragung über einen Kanal, selbst dann, wenn der Kanal ein Übersprechen aufweist.

In anderen Worten, aus den 2^N' möglichen Signalkombinationen, die durch die N' parallelen binären Signale (bzw. über N parallele Leitungen) übertragen werden können, werden nur insgesamt 2^B Signalkombinationen verwendet. Der nichtlineare Vektor-Abbilder dient somit dazu, die Bitmuster der B Informationsbits, die der Vektor-Abbilder beispielsweise über B parallele Leitungen empfängt, auf 2^B Signalkombinationen abzubilden, so dass jedem der Bitmuster der B Informationsbits genau eine Signalkombination zugeordnet ist. Somit ermöglicht es der erfindungsgemäße Signalcodierer, nur solche der 2^N' möglichen Signalkombinationen auf den N' parallelen Leitungen zu senden, die an einem Empfänger auch bei Vorliegen eines Übersprechens unterscheidbar sind.

Die vorliegende Erfindung bietet den wesentlichen Vorteil gegenüber herkömmlichen Lösungen, dass auch bei Vorliegen eines Übersprechens zwischen den N' parallelen binären Signalen von bei einem Empfänger bzw. Signaldecodierer empfangenen Signalen immer noch zuverlässig auf die gesendeten B Informationsbits gefolgert werden kann, während dies ohne die Verwendung der erfindungsgemäßen redundanten Raumcodierung nicht möglich wäre.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner einen Signalcodierer zum Erzeugen einer Mehrzahl von Einzelmodulationssymbolen basierend auf B Informationsbits, gemäß dem Patentanspruch 10.

Der Signalcodierer gemäß dem Patentanspruch 10 verwirklicht, ebenso wie der Signalcodierer gemäß dem Patentanspruch 1, den Kerngedanken, dass es vorteilhaft ist, Bitmuster von B Informationsbits auf 2^B verschiedene Kombinationen aus einem größeren Gesamt-Modulationsalphabet bzw. Gesamt-Signalraum abzubilden. Somit werden nicht alle möglichen Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, die Teil eines Gesamt-Modulationsalphabets sind, für die Übertragung der B Informationsbits verwendet. Vielmehr wird durch den Einsatz einer echten Teilmenge von Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen aus einem Gesamt-Modulationsalphabet ermöglicht, nur solche Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen sendeseitig zu verwenden, die empfangsseitig auch nach Übertragung über einen Kanal, bei dem ein Übersprechen zwischen den übertragenen Einzel-Modulationssignalen auftritt, sicher zu unterscheiden.

Somit wird insgesamt durch das erfindungsgemäße Konzept eine redundante Raumcodierung dadurch erreicht, dass von den zur Verfügung stehenden Kombinationen der Einzelmodulationssymbolen nur eine echte Teilmenge verwendet wird, die zu zuverlässigen Empfangsergebnissen führt.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Konfigurieren eines Signalcodierers gemäß Anspruch 25. Das Verfahren zum Konfigurieren des Signalcodierers realisiert den Kerngedanken der vorliegenden Erfindung, die Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders in dem Signalcodierer so einzustellen, dass der Vektorabbilder die 2^B möglichen Bitmuster der B Informationsbits auf 2^B Signalkombinationen abbildet, die zu zuverlässig unterscheidbaren Empfangssignalen führen. Basierend auf dem genannten Konzept umfasst das Konfigurieren des Signalcodierers ein Bestimmen von Empfangssignalen an einem Empfänger für mehr als 2^B unterschiedliche Signalkombinationen der N' parallelen Signale an einem Ausgang des Signalcodierers, um ein Übertragungsergebnis zu haben, sowie ein Einstellen der Abbildungsvorschrift basierend auf dem Übertragungsergebnis. Durch die Kenntnis der Empfangssignale für mehr als 2^B unterschiedliche Signalkombinationen der N' parallelen Signale an einem Ausgang des Signalcodierers kann ermittelt werden, welche 2^B unterschiedliche Signalkombinationen aus den mehr als 2^B unterschiedlichen Signalkombinationen zu den besten (d.h. beispielsweise am besten unterscheidbaren) Empfangssignalen führen. Entsprechend dem Übertragungsergebnis kann somit der Vektorabbilder optimal konfiguriert werden.

Ein ähnliches Konzept wird im Übrigen durch das Verfahren zum Konfigurieren eines Signalcodierers gemäß dem Anspruch 32 realisiert. Das Verfahren gemäß dem Anspruch 32 entspricht im Wesentlichen dem Verfahren gemäß dem Anspruch 25, wobei lediglich anstelle von Signalkombinationen von (binären) Signalen Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen verwendet werden.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner einen Signaldecodierer zum Erzeugen von B Informationsbits aus N' parallelen Signalen, gemäß dem Anspruch 37. Der Signaldecodierer gemäß dem Anspruch 37 realisiert das Konzept, eine redundante Raumcodierung in einem digitalen Kommunikationssystem zu verwenden. Da mehr Signalkombinationen der N' parallelen Signale möglich sind, als es Bitkombinationen für die Empfangsbits gibt, werden mehrere der Signalkombinationen auf den N' parallelen Signalen auf die gleiche Kombination der B Empfangsbits abgebildet. Dadurch kann erreicht werden, dass ein Übertragungssystem mit einem erfindungsgemäßen Signaldecodierer besonders unempfindlich gegenüber kanalbedingten Störungen ist. So ermöglicht der erfindungsgemäße Signaldecodierer, derartige Signalkombinationen auf gleiche Bitkombinationen der B Empfangsbits abzubilden, von denen (beispielsweise mit einer vorgegebenen minimalen Wahrscheinlichkeit) angenommen werden kann, dass sie auf der gleichen gesendeten Signalkombination auf den N' parallelen Signalen basieren. In anderen Worten, sowohl eine ungestörte Signalkombination, die auf einer bestimmten Kombination von B gesendeten Informationsbits basiert, als auch eine gestörte Signalkombination, die auf den gleichen B gesendeten Informationsbits basiert, können auf die korrekte Kombination von Empfangsbits abgebildet werden. Die Tatsache, dass der Vektorabbilder eine größere Anzahl von Zuständen (die Signalkombinationen oder Schwellwertbewerteten Signalkombinationen) auf den N' parallelen Signalen) auf eine kleinere Anzahl von Zuständen (die möglichen Kombinationen der B Empfangsbits) abbildet, bringt eine besonders große Flexibilität bei der Wahl der Vektorabbildung und ermöglicht somit die Erzielung einer erhöhten Störsicherheit durch geeignete Wahl der Vektorabbildung.

Der Signalcodierer gemäß dem Anspruch 44 basiert auf dem gleichen Kerngedanken wie der Signalcodierer gemäß dem Anspruch 37, wobei die Signalkombinationen auf den N' parallelen Signalen durch Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen ersetzt sind. Ein Signalraum an einem Eingang des Vektorabbilders umfasst mehr mögliche Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen als es Kombinationen der B Informationsbits gibt. Somit besteht an dem Eingang des Signalcodierers eine redundante Raumcodierung in dem Sinne, dass nicht alle zur Verfügung stehenden Kombinationen von Einzel-Modulationssignalen für eine Informationsübertragung ausgenutzt werden.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Konfigurieren eines Signaldecodierers gemäß dem Anspruch 52. Das Verfahren umfasst ein Senden von zumindest 2^B unterschiedlichen Signalkombinationen an den Signaldecodierer, ein Analysieren der sich an einem Eingang des Signaldecodierers ergebenen Empfangssignale, um ein Analyseergebnis zu erhalten, sowie ein Einstellen einer Abbildungsvorschrift abhängig von dem Analyseergebnis. Das erfindungsgemäße Verfahren zum Konfigurieren eines Signaldecodierers basiert auf dem Kerngedanken, dass es vorteilhaft ist, eine Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders zum Abbilden von Signalkombinationen auf N' parallelen binären Signalen auf Kombinationen von B Informationsbits, mit N' größer B, durch Analysieren der sich an einem Eingang des Signaldecodierers ergebenen Empfangssignale für zumindest 2^B unterschiedliche Signalkombinationen einzustellen. Durch das Auswerten der Empfangssignale für die 2^B unterschiedlichen Signalkombinationen können damit 2^B Teil-Abbildungsvorschriften (die eine Abbildung einer Kombination von Empfangssignalen auf ein Bitmuster von empfangenen Informationsbits beschreiben) aus insgesamt 2^N' Teil-Abbildungsvorschriften festgelegt werden. Somit können in der erfindungsgemäßen Weise die wesentlichen Teile der Abbildungsvorschrift, die eine Abbildung von gültigen bzw. ungestörten Signalkombinationen auf den N' parallelen (idealerweise binären) Signalen auf die Kombinationen von B Informationsbits beschreiben, festgelegt werden. Die übrigen Teile der Abbildungsvorschrift, die beispielsweise eine Abbildung von ungültigen bzw. gestörten Signalkombinationen der N' parallelen Signale auf Kombinationen der B Informationsbits definieren, können im Übrigen ebenso anhand der Empfangssignale eingestellt werden, um beispielsweise eine möglichst geringe Fehlerwahrscheinlichkeit zu gewährleisten.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Konfigurieren eines Signaldecodierers gemäß dem Patentanspruch 57. Das Verfahren gemäß dem Patentanspruch 57 ist im Wesentlichen analog zu dem Verfahren gemäß dem Anspruch 52, wobei Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen an die Stelle von Signalkombinationen auf den N' parallelen Signalen treten.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Betrieb eines Signaldecodierers gemäß den Ansprüchen 62 und 63, sowie Verfahren zum Betrieb des Signaldecodierers gemäß den Ansprüchen 64 und 65. Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Computerprogramm gemäß Anspruch 66. Weiterhin schafft die vorliegende Erfindung ein Datenübertragungssystem gemäß dem Anspruch 67, das die Vorteile des erfindungsgemäßen Signalcodierers mit den Vorteilen des erfindungsgemäßen Signaldecodierers verbindet.

Weitere bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden im Übrigen durch die abhängigen Patentansprüche definiert.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

1 ein Blockschaltbild eines Bussystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

2 ein Blockschaltbild eines Bussystems gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

3 eine schematische Darstellung von Übertragungsleitungen zur Verwendung in einem Bussystem gemäß den 1 oder 2;

4a eine schematische Darstellung eines Speichers zur Verwendung als ein Vektorabbilder in einem Signaldecodierer;

4b eine schematische Darstellung eines Speichers zur Verwendung als ein Vektorabbilder in einem Signalcodierer;

5 eine tabellarische Darstellung einer Abbildung von zu übertragenden Bitmustern auf Signalkombinationen auf einer Mehrzahl von parallelen (idealerweise binären) Signalen, sowie einer Abbildung von empfangenen Signalkombinationen auf einer Mehrzahl von parallelen (idealerweise binären) Signalen auf rekonstruierte Informationsbits;

6a eine schematische Darstellung eines ursprünglichen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation;

6b eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

7a eine schematische Darstellung eines ursprünglichen digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation;

7b eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

8 eine schematische Darstellung eines digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

9 eine graphische Darstellung einer Bitfehlerhäufigkeit nach einer Viterbi-Decodierung eines Faltungscodes, mit und ohne Verwendung des erfindungsgemäßen Konzepts;

10a ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einem Signalcodierer basierend auf einem Übertragungsergebnis, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

10b ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einem Signalcodierer basierend auf einem Übertragungsergebnis, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

10c ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einen Signalcodierer, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

10d ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einem Signalcodierer, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

11a ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einem Signaldecodierer, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

11b ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Einstellen einer Abbildungsvorschrift eines Vektorabbilders in einem Signaldecodierer, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

12 eine schematische Darstellung von wesentlichen Komponenten eines digitalen Kommunikationssystems;

13 eine schematische Darstellung eines Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation, und einer Definition eines effektiven Kanals;

14 eine schematische Darstellung eines digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation mit einem effektiven MIMO-Kanals;

15 eine schematische Darstellung eines digitalen Übertragungssystems mit einer Signalraumabbildung und einer Analog/Digital-Wandlung;

16 eine graphische Darstellung von Signalkonstellationen an den Ausgängen eines effektiven Kanals einschließlich Quantisierungsintervallen;

17 eine graphische Darstellung einer Bitfehlerhäufigkeit nach einer Viterbi-Decodierung eines Faltungscodes;

18 eine schematische Darstellung eines herkömmlichen Bussystems; und

19 eine tabellarische Gegenüberstellung von Kombinationen von gesendeten Informationsbits und Kombinationen von empfangenen Informationsbits bei einem ursprünglichen Bussystem gemäß 18.

1 zeigt eine schematisch Darstellung eines erfindungsgemäßen Bussystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Bussystem gemäß der 1 ist in seiner Gesamtheit mit 100 bezeichnet. Das Bussystem 100 umfasst einen Signalcodierer 110, der ausgelegt ist, um vier Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ zu empfangen, und um basierend darauf fünf binäre Signale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ zu erzeugen. Das Übertragungssystem 100 umfasst ferner einen Signaldecodierer 120, der ausgelegt ist, um fünf Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ zu empfangen, die auf den gesendeten binären Signalen basieren, und basierend auf den fünf Empfangssignalen vier empfangene bzw. rekonstruierte oder geschätzte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁,

Der Signalcodierer 110 umfasst einen Vektorabbilder 140 sowie optional einen Leitungstreiber 142. Der Vektorabbilder 140 empfängt die vier Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ und erzeugt basierend darauf fünf binäre Signale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄. Die Signalkombinationen der fünf binären Signale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄ bilden dabei einen redundanten Raumcode, wie im Folgenden noch ausgeführt wird. Der optionale Leitungstreiber 142 empfängt die von dem Vektorabbilder 140 gelieferten fünf binären Signale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄ und erzeugt basierend darauf die Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 (auch als Sendesignale bezeichnet). Der Leitungstreiber 142 ist dabei ausgelegt, um ein Ausgangssignal u_i des Signalcodierers 110 basierend auf genau einem Ausgangssignal c_i des Vektorabbilders 142 zu bilden. In anderen Worten, der optionale Leitungstreiber stellt lediglich einen Treiber bzw. Verstärker dar, der aus einer Mehrzahl von voneinander unabhängigen Einzel-Treibern 142_0, 142_1, 142_2, 142_3, 142_4 besteht, die bevorzugt als einkanalige Treiber mit genau einem Eingang und genau einem Ausgang wirken.

In dem Fall, dass der optionale Leitungstreiber 142 entfällt, bilden im Übrigen die Ausgangssignale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄ unmittelbar die Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110, wobei gilt: c_i = u_i(0 ≤ i ≤ 4).

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass die Signale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄ sowie u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ im Folgenden als binäre Signale bezeichnet werden, da diese in einem Idealfall jeweils genau zwei unterschiedliche logische Zustände annehmen. In einer praktischen Realisierung handelt es sich bei den Signalen c₁, c₂, c₃, c₄, u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ allerdings typischerweise um Signale, die durch Spannungswerte oder Stromwerte repräsentiert werden, also um prinzipiell analoge Signale. Die Spannungs- bzw. Stromwerte der genannten Signale nehmen jedoch üblicherweise Werte an, die ausreichend nahe bei vordefinierten idealen Werten liegen, durch die zwei unterschiedliche logische Zustände beschrieben werden. Daher können die genannten Signale als binäre Signale aufgefasst werden.

Der Signaldecodierer 120 umfasst einen optionalen Schwellwertdetektor 150 sowie einen Vektorabbilder 152. Der optionale Schwellwertdetektor 150 empfängt die fünf Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ und erzeugt basierend darauf fünf binäre bzw. schwellwert-bewertete Signale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄, die die durch den Signaldecodierer 120 empfangenen Pegel auf den Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 beschreiben. Der Schwellwertentscheider 150 besteht typischerweise aus fünf voneinander hinsichtlich der übertragenen Informationssignale voneinander unabhängigen Einzel-Schwellwertentscheidern 150_0, 150_1, 150_2, 150_3, 150_4. Ein i-ter Schwellwertentscheider 150_i empfängt dabei das Empfangssignal y_i und erzeugt basierend darauf das binäre Signal z_i. Ein Schwellwertentscheider 150_i ist allgemein ausgelegt, um das Signal z_i auf einen logischen Wert von „0" zu setzen, wenn die Spannung des Eingangssignals y_i kleiner als ein vorgegebener Schwellwert ist, und um das Signal z_i auf einen logischen Wert von „1" zu setzen, wenn die Spannung des Eingangssignals y_i größer als der vorgegebene Schwellwert ist. Alternativ dazu kann der Schwellwertentscheider 150_i auch in einer umgekehrten Weise arbeiten. Der Schwellwertentscheider 150_i kann also beispielsweise ausgelegt sein, um dem Signal z_i einen logischen Wert von „1" zuzuweisen, wenn die Spannung des Eingangssignals y_i kleiner als ein vorgegebener Schwellwert ist, und um dem Signal z_i einen logischen Wert von „0" zuzuweisen, wenn die Spannung des Eingangssignals y_i größer als der vorgegebene Schwellwert ist.

Es wird bevorzugt, dass die Schwellwerte für alle der beispielsweise fünf Schwellwertentscheider 150_0, 150_1, 150_2, 150_3, 150_4 gleich sind. Alternativ dazu können die einzelnen Schwellwertentscheider aber auch unterschiedliche Schwellwerte aufweisen. Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass die Einzel-Schwellwertentscheider beispielsweise ein CMOS-Gatter umfassen können, von dem zumindest ein Eingang mit dem Empfangssignal y_i beaufschlagt wird. Der Schwellwert wird dabei beispielsweise durch die Schwellenspannungen der Transistoren des CMOS-Gatters festgelegt. Das entsprechende Signal z_i wird in diesem Fall von dem Ausgang des CMOS-Gatters abgeleitet. Alternativ dazu können die Einzel-Schwellwertentscheider 150_i auch Differenzverstärker umfassen, bei denen ein erster Eingang das jeweilige Eingangssignal y_i empfängt, und bei denen ein zweiter Eingang ein Referenzsignal empfängt. Das zugehörige Signal z_i kann dann von dem Ausgang des Differenzverstärkers abgeleitet werden.

Es sei hier darauf hingewiesen, dass in Rahmen der vorliegenden Erfindung unter einem Schwellwertentscheider ganz allgemein sowohl ein binärer Schwellwertentscheider (mit beispielsweise einem Schwellwert oder einer Hysterese) zur Unterscheidung von zwei Zuständen als auch ein Schwellwertentscheider mit zumindest zwei Schwellwerten zur Unterscheidung von mehr als zwei Zuständen, also beispielsweise ein Analog-Digital-Konverter, verstanden wird. Beispiele für mögliche Schwellwertentscheider sind daher ein 1-Bit-Entscheider, ein 2-Bit-Entscheider und ein N-Bit Entscheider. Ganz allgemein umfasst der Begriff Schwellwert-Entscheider beispielsweise einen Quantisierer beliebiger Auflösung, der beispielsweise ausgelegt ist, um ein wertkontinuierliches Signal in eine Information darüber umzuwandeln, innerhalb welchem aus einer Mehrzahl von diskreten Werteintervallen bzw. Wertebereichen sich ein Wert des wertkontinuierliche Signals befindet.

Der Vektorabbilder 152 empfängt die Schwellwert-bewerteten Signale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ und bildet diese auf empfangene bzw. rekonstruierte bzw. geschätzte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ ab. Der Vektorabbilder ist dabei ausgelegt, um die Abbildung derartig durchzuführen, dass die empfangenen bzw. rekonstruierten bzw. geschätzten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ zumindest bei Vorliegen einer rauschfreien Übertragung zwischen dem Signalcodierer 110 und dem Signaldecodierer 120 (aber bei Vorhandensein von Übersprechen zwischen den Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4) die gesendeten Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ korrekt wiedergeben.

Es wird ferner darauf hingewiesen, dass in dem Fall, dass der Schwellwertentscheider 150 entfällt, die Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ direkt die Eingangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ des Vektorabbilders 152 bilden.

Basierend auf der obigen strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise des Übertragungssystems 100 im Detail erläutert.

Der Vektorabbilder 140 in dem Signalcodierer 110 empfängt allgemein pro Zeitschritt (typischerweise parallel) B Informationsbits, und erzeugt pro Zeiteinheit N' binäre Signale c₀, c₁, c₂, c₃, c₄, die die N' Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 bilden, oder die durch einen Leitungstreiber 142 gemäß einer ein-eindeutigen Abbildung auf die Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 abgebildet werden. In einem Zeitintervall bzw. Zeitschritt liegt somit eine (bzw. genau eine) von 2^B unterschiedliche Kombinationen von zu sendenden Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ vor. In einem Zeitintervall bzw. Zeitschritt liegt ferner eine (bzw. genau eine) von insgesamt 2^N' unterschiedlichen Kombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 vor, wobei die Signalkombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers den N' parallelen Leitungen 130_0, 130-1, 130-2, 130_3, 130_4 als Eingangssignale bzw. Sendesignale zugeführt werden. Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass gilt: N' > B.

Somit ist nicht jede der insgesamt 2^N' möglichen Signalkombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 einer Kombination der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ zugeordnet.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist jeder Kombination der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ genau eine Signalkombination der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 zugeordnet. In anderen Worten, der Vektorabbilder 140 bildet die 2^B möglichen Kombinationen der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ in einer eindeutigen Weise auf 2^B Kombinationen der N' Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ ab. Folglich existieren 2^N' – 2^B Kombinationen bzw. Signalkombinationen der N' Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄, die keinem Bitmuster der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ zugeordnet sind. Während also über die N' Leitungen bzw. Kanäle 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 2^N' unterschiedliche (binäre) Signalkombinationen übertragbar wären, werden weniger als die insgesamt möglichen 2^N' Signalkombinationen tatsächlich verwendet. In anderen Worten, es wird eine echte Teilmenge der 2^N' möglichen Signalkombinationen für die Übertragung über die N' Leitungen bzw. Kanäle verwendet.

Es besteht somit eine Freiheit bei der Auswahl der tatsächlich verwendeten Signalkombinationen für die Übertragung der B Informationsbits über die N' Leitungen. Durch die entsprechende Freiheit wird es ermöglicht, diejenigen Signalkombinationen für die Übertragung über den Kanal bzw. die Leitungen 130 zu verwenden, die insbesondere unter Berücksichtigung der Kanaleigenschaften und der Eigenschaften der Quantisierung eine ausreichend zuverlässige empfängerseitige Rekonstruktion bzw. Schätzung der Informationsbits b^ ₀,

Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass auf Seiten des Signaldecodierers nur solche Signalkombinationen der Sendesignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ zu unterscheidbaren rekonstruierten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ führen, für die sich eine unterscheidbare Kombination der schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ ergibt. Daher ist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Vektorabbilder 140 ausgelegt, um für unterschiedliche Bitmuster der zu sendenden Informationsbits nur solche Signalkombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 zu erzeugen, die zu unterscheidbaren Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ führen. Die entsprechende Auswahl der Signalkombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ kann beispielsweise messtechnisch oder simulativ ermittelt werden, indem mehr als 2^B Signalkombinationen für die Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ des Signalcodierers 110 verwendet werden, und indem zu den verschiedenen mehr als 2^B Signalkombinationen der Ausgangssignale zugehörige Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ bzw. schwellwert-bewertete Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ bestimmt werden. Bei der entsprechenden Messung oder Simulation wird die Übertragungscharakteristik des Kanals, beispielsweise ein Übersprech-Verhalten des Kanals, mit berücksichtigt. Von den mehr als 2^B verwendeten Signalkombinationen der Ausgangssignale u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ werden dann 2^B Signalkombinationen ausgewählt, die zu unterscheidbaren Signalkombinationen der schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ führen, oder die zu am besten unterscheidbaren Kombinationen der Empfangssignale führen. Anschließend wird der Vektorabbilder 140 (beispielsweise durch Einstellung der Abbildungsvorschrift) konfiguriert, um die 2^B Bitmuster der B Informationsbits auf die ausgewählten Signalkombinationen abzubilden.

Zusätzlich zu der Anforderung, dass die ausgewählten Signalkombination bei Vorliegen eines rauschfreien Kanals bzw. einer rauschfreien Übertragung zu unterscheidbaren Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ führen, kann ferner bei der Auswahl berücksichtigt werden, wie zuverlässig eine Übertragung beispielsweise bei Vorliegen von Rauschen erfolgt. In anderen Worten, wird angenommen, dass eine bestimmte Signalkombination an Ausgängen u₀, u₁, u₂, u₃, u₄ eines Signalcodierers 110 ausgegeben wird, so können bei der Annahme eines Rauschens Wahrscheinlichkeiten bestimmt werden, mit denen der Schwellwertentscheider 150 verschiedene Kombinationen der schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ ausgibt. Somit kann rechnerisch, simulativ oder messtechnisch ermittelt werden, welche Signalkombinationen der Ausgangssignale des Signalcodierers 110 mit wie hoher Zuverlässigkeit empfangsseitig erkannt bzw. voneinander unterschieden werden können. Entsprechend können bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel diejenigen Signalkombinationen der Ausgangssignale des Signalcodierers für eine Verwendung durch den Vektorabbilder 140 ausgewählt werden, bei deren Verwendung sich zumindest eine vorgegebene Zuverlässigkeit der schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ ergibt.

Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel werden solche Signalkombinationen der Ausgangssignale des Signalcodierers für eine Verwendung durch den Vektorabbilder 140 ausgewählt, die zu Empfangssignalen y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ des Signaldecodierers 120 führen, die gemäß einer vorgegebenen Norm zumindest einen vorgegebenen minimalen Abstand aufweisen.

Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel wird von einer Mehrzahl von Signalkombinationen am Ausgang des Vektorabbilders 140, die zu Empfangssignalen (bzw. Empfangssignal-Kombinationen) des Signaldecodierers führen, deren Abstand gemäß einer vorgegebenen Norm kleiner als ein vorgegebener Mindestabstand ist, oder die zu identischen Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ führen, höchstens eine Signalkombination für die Verwendung durch den Vektorcodierer 140 ausgewählt.

Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass bei der Auswahl der durch den Vektorabbilder 140 verwendeten Signalkombinationen die verschiedenen vorstehend beschriebenen Kriterien auch miteinander kombiniert werden können.

Zusammenfassend lässt sich festhalten, dass aus den insgesamt möglichen 2^N' Signalkombinationen auf den Ausgangssignalen des Vektorcodierers 110 diejenigen Signalkombinationen für eine Verwendung ausgewählt werden, die nach der Übertragung über des Kanal 130 zu dem Signaldecodierer 120 zu Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen führen, die eine möglichst zuverlässige Rekonstruktion der geschätzten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ ermöglichen. Statt einer möglichst hohen Zuverlässigkeit kann dabei zumindest auf eine Zuverlässigkeit abgestellt werden, die größer als eine vorgegebene Mindest-Zuverlässigkeit ist.

Anders ausgedrückt, es werden bei der Übertragung von dem Signalcodierer 110 zu dem Signaldecodierer 120 diejenigen Signalkombinationen auf den Ausgangssignalen des Signalcodierers 110 verwendet, aufgrund derer sich eine Bitfehlerrate ergibt, die kleiner als eine vorgegebene Bitfehlerrate ist.

In anderen Worten, der Vektorabbilder 140 ist ausgelegt, um die Kombinationen der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ nicht auf Signalkombinationen der Ausgangssignale des Signalcodierers 110 zubilden, die zu ununterscheidbaren Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen oder zu Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen, deren Zuverlässigkeit geringer als eine vorgegebene Minimalzuverlässigkeit ist, führen.

Der Vektorabbilder 152 auf Seiten des Signaldecodierers 120 ist bevorzugt ausgelegt, um eine möglichst zuverlässige Rekonstruktion der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ basierend auf den schwellwert-bewerteten Empfangssignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ zu ermöglichen, um geschätzte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ zu erhalten.

Zu diesem Zweck ist der Vektorabbilder 152 des Signaldecodierers 120 bevorzugt konfiguriert, um Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ auf geschätzte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ abzubilden, so dass zumindest bei Vorliegen eines rauschfreien Kanals 130 zwischen dem Signalcodierer 110 und dem Signaldecodierer 120 die geschätzten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ mit den gesendeten Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ übereinstimmen. Die Konfiguration des Vektorabbilders 152 kann beispielsweise erfolgen, indem zu den möglichen Kombinationen der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ die zugehörigen Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ bestimmt werden. Der Vektorabbilder 142 wird daraufhin so konfiguriert, dass die sich ergebenden Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale wiederum auf zugeordnete rekonstruierte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ abgebildet werden, die mit den gesendeten Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ übereinstimmen, oder die den gesendeten Informationsbits zugeordnet sind.

Da die oben beschriebene Konfiguration des Vektorabbilders 152 des Signaldecodierers 120 typischerweise für einen ungestörten bzw. rauschfreien Kanal durchgeführt wird, ist in diesem Fall nur die Abbildung von 2^B Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale aus insgesamt 2^N' möglichen Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen auf Kombinationen der B rekonstruierten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ bekannt.

Es wird allerdings bevorzugt, auch für die übrigen 2^N' – 2^B Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale (die in einem ungestörten bzw. rauschfreien Fall nicht auftreten) eine Abbildung auf zugehörige Kombinationen der rekonstruierten Informationsbits zu definieren.

Um somit eine Vektorabbildung der 2^N' – 2^B Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale zu definieren, die in einem ungestörten Zustand nicht auftreten, kann beispielsweise ermittelt werden, bei welcher Kombination von zu sendenden Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ an dem Eingang des Signalcodierers 110 eine betrachtete Kombination von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen bei Vorliegen von Rauschen auf dem Kanal 130 mit einer maximalen Wahrscheinlichkeit auftritt. In anderen Worten, aus der Kenntnis der in einem rauschfreien Falle auftretenden Empfangssignale y₀, y₁, y₂, y₃, y₄ an dem Eingang des Signaldecodierers 120 für verschiedene Bitmuster der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ kann ermittelt werden, mit welcher Wahrscheinlichkeit die Bitmuster der schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ für verschiedene Kombinationen der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ auftreten. Es können folglich beispielsweise bedingte Wahrscheinlichkeiten ermittelt werden, die die Wahrscheinlichkeit des Vorliegens bestimmter Bitmuster an dem Eingang des Signalcodierers 110 für eine betrachtete Kombination der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale beschreiben. Der betrachteten Kombination der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale kann dann bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine Kombination von geschätzten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁,

Auf die genannte Weise kann beispielsweise die Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders 152 eingestellt werden, um eine minimale Bitfehlerrate bei der Übertragung der Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ bzw. bei der Wiederherstellung der rekonstruierten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ zu erzielen.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung freilich nicht eine bestimmte Anzahl von gleichzeitig übertragenen Informationsbits bzw. von verwendeten Leitungen beschränkt ist. Vielmehr ist es gemäß dem Kerngedanken der vorliegenden Erfindung lediglich erforderlich, dass mehr Leitungen N' vorliegen als Informationsbits B gleichzeitig übertragen werden (N' > B).

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass das erfindungsgemäße Bussystem 100 gemäß 1 auf dem bereits oben beschriebenen Bussystem 1800 gemäß 18 basiert. Das erfindungsgemäße Bussystem 100 unterscheidet sich von dem Bussystem 1800 gemäß 18 unter anderem dadurch, dass

• 1. das erfindungsgemäße Bussystem um eine zusätzliche Leitung ausgebaut ist;
• 2. bei einem Sender (bzw. in dem Signalcodierer 110) ein redundanter Raumcode eingefügt wird; und
• 3. bei einem Empfänger (beispielsweise in dem Signaldecodierer 120) der redundante Raumcode wieder decodiert wird.

Das erfindungsgemäße Bussystem 100 gemäß der 1 schafft somit Abhilfe für das bei dem herkömmlichen Bussystem 1800 bestehende Problem, dass eine zuverlässige Übertragung nicht möglich ist, wenn das Übersprechen zwischen den einzelnen Leitungen zu stark ausgeprägt ist.

Weiter unten wird im übrigen noch anhand der 1 ein konkretes Beispiel für ein erfindungsgemäßes Bussystem beschrieben, bei dem vier Bits auf fünf Leitungen unter Verwendung eines redundanten Raumcodes übertragen werden. Details im Hinblick auf einen Algorithmus der Wahl des Raumcodes sowie auch im Hinblick auf eine Zuverlässigkeit des erfindungsgemäßen Bussystems werden ebenso weiter unten noch näher ausgeführt.

2 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Bussystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Bussystem gemäß der 2 ist in seiner Gesamtheit mit 200 bezeichnet. Da das Bussystem 200 gemäß 2 dem Bussystem 100 gemäß 1 sehr ähnlich ist, sind gleiche Einrichtungen und Signale bei den Bussystemen 100 und 200 mit gleichen Bezugzeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal erläutert.

Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass bei dem Bussystem 200 die Übertragung der Ausgangssignale des Signalcodierers 110 zu den Eingängen des Signaldecodierers 120 über eine Mehrzahl von parallel verlaufenden Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 erfolgt. Die Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 sind dabei so nahe beieinander angeordnet, dass eine induktive, kapazitive und/oder leitende Verkoppelung zwischen den Leitungen auftritt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verlaufen die Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 zumindest für einen Teil ihrer Gesamtlänge zueinander parallel. Dabei weist bevorzugt die zweite Leitung 130_1 einen geringeren Abstand zu der ersten Leitung 130_0 auf als zu der vierten Leitung 130_3 und zu der fünften Leitung 130_4. Ferner weist bevorzugt die zweite Leitung 130_1 einen geringeren Abstand zu der dritten Leitung 130_2 auf als zu der vierten Leitung 130_3 und zu der fünften Leitung 130_4. Folglich ist typischerweise die Verkoppelung zwischen der zweiten Leitung und der ersten Leitung stärker als zwischen der zweiten Leitung und der vierten Leitung, und ebenso stärker als zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der fünften Leitung 130_4. Außerdem ist typischerweise die Verkoppelung zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der dritten Leitung 130_2 stärker als die Verkopplung zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der vierten Leitung 130_3. Außerdem ist typischerweise die Verkoppelung zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der dritten Leitung 130_2 typischerweise stärker als die Verkoppelung zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der fünften Leitung 130_4.

Ferner ist typischerweise der Abstand zwischen der dritten Leitung 130_2 und der zweiten Leitung 130_1 kleiner als der Abstand zwischen der dritten Leitung 130_2 und der ersten Leitung 130_0. Der Abstand zwischen der dritten Leitung 130_2 und der vierten Leitung 130_3 ist ferner typischerweise kleiner als der Abstand zwischen der dritten Leitung 130_2 und der ersten Leitung 130_0, und ferner ebenso kleiner als der Abstand zwischen der dritten Leitung 130_2 und der fünften Leitung 130_4. Somit ist typischerweise eine Verkoppelung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der zweiten Leitung 130_1 stärker als eine Verkopplung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der ersten Leitung 130_0, und ebenso stärker als eine Verkopplung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der fünften Leitung 130_4. Weiterhin ist typischerweise eine Verkopplung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der vierten Leitung 130_3 typischerweise stärker als eine Verkopplung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der ersten Leitung 130_0, sowie stärker als eine Verkopplung zwischen der dritten Leitung 130_2 und der fünften Leitung 130_4.

Ein Abstand zwischen der vierten Leitung 130_3 und der dritten Leitung 130_2 ist typischerweise kleiner als ein Abstand zwischen der vierten Leitung 130_3 und der zweiten Leitung 130_1, und ebenso kleiner als ein Abstand zwischen den vierten Leitung 130_3 und der ersten Leitung 130_0. Folglich ist ferner typischerweise eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der dritten Leitung 130_2 stärker als eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der ersten Leitung 130_0, sowie ebenfalls stärker als eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der zweiten Leitung 130_1. Einen Abstand zwischen der vierten Leitung 130_3 und der fünften Leitung 130_4 ist typischerweise kleiner als ein Abstand zwischen der vierten Leitung 130_3 und der zweiten Leitung 130_1, sowie ebenso kleiner als ein Abstand zwischen der vierten Leitung 130_3 und der ersten Leitung 130_0. Folglich ist eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der fünften Leitung 130_4 stärker als eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der zweiten Leitung 130_1, sowie ebenso stärker als eine Verkopplung zwischen der vierten Leitung 130_3 und der ersten Leitung 130_0.

Ferner ist typischerweise ein Abstand zwischen der fünften Leitung 130_4 und der vierten Leitung 130_3 kleiner als ein Abstand zwischen der fünften Leitung 130_4 und der dritten Leitung 130_2, kleiner als ein Abstand zwischen der fünften Leitung 130_4 und der zweiten Leitung 130_1, und ebenso kleiner als ein Abstand zwischen der fünften Leitung 130_4 und der ersten Leitung 130_0. Somit ist eine Verkopplung zwischen der fünften Leitung 130_4 und der vierten Leitung 130_3 stärker als eine Verkopplung zwischen der fünften Leitung 130_4 und der dritten Leitung 130_2, stärker als eine Verkopplung zwischen der fünften Leitung 130_4 und der zweiten Leitung 130_1, sowie ebenso stärker als eine Verkopplung zwischen der fünften Leitung 130_4 und der ersten Leitung 130_0.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel wird es bevorzugt, dass die Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 so angeordnet sind, dass die zweite Leitung 130_1 zwischen der ersten Leitung 130_0 und der vierten Leitung 130_3 liegt, dass die dritte Leitung 130_2 zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der vierten Leitung 130_3 liegt, und dass die vierte Leitung 130_3 zwischen der dritten Leitung 130_2 und der fünften Leitung 130_4 liegt. Somit sind folglich typischerweise Verkopplungen zwischen unmittelbar benachbarten Leitungen (also zwischen Leitungen 130_i, 130_i+1, mit 1 <= i <= 4) stärker als Verkopplungen zwischen weiter entfernten Leitungen. Ferner haben typischerweise die erste Leitung 130_0 und die fünfte Leitung 130_4 nur eine unmittelbar benachbarte Leitung aus den fünf Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4, während hingegen die zweite Leitung 130_1, die dritte Leitung 130_2 und die vierte Leitung 130_3 aufgrund ihrer geometrischen Anordnung zwei unmittelbar benachbarte Leitungen aufweisen.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass eine Verkopplung zwischen zwei benachbarten Leitungen beispielsweise aufgrund einer elektrischen Leitfähigkeit oder aufgrund einer induktiven oder kapazitiven Verkopplung gegeben sein kann. Unter Verkoppelung wird hierbei verstanden, dass ein Signal, das einer der fünf Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 an einem zugehörigen Ausgang des Signalcodierers eingeprägt wird, in einer elektrischen Antwort an einem zu einer anderen Leitung gehörigen Eingang des Signaldecodierers 120 resultiert. In anderen Worten, ein Signal wird von einer Leitung auf eine andere Leitung übergekoppelt, bzw. ein Signal auf einer Leitung beeinflusst die Spannung an dem empfängerseitigen Ende einer anderen Leitung.

Im Hinblick auf die Verkopplung wird im Übrigen davon ausgegangen, dass die Leitungen so beschaffen sind, dass eine Verkopplung zwischen unmittelbar benachbarten Leitungen stärker ist als eine Verkopplung zwischen weiter entfernten Leitungen bzw. zwischen Leitungen, die nicht unmittelbar benachbart sind (zwischen denen also noch eine andere Leitung verläuft).

Im Hinblick auf die Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 zeigt die 3 eine schematische Darstellung von fünf Leitungen, die auf einem Chip, einem Substrat oder einer Platine angeordnet sind. Die Anordnung gemäß der 3 ist dabei in ihrer Gesamtheit mit 300 bezeichnet. Die Anordnung 300 umfasst fünf parallel verlaufende Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4, die auf einem Substrat als parallel verlaufende planare Leitungen angeordnet sind. Die zweite Leitung 130_1 verläuft zumindest in einem Teilstück zwischen der ersten Leitung 130_0 und der dritten Leitung 130_2. Die dritte Leitung 130_2 verläuft zumindest in einem Teilstück zwischen der zweiten Leitung 130_1 und der vierten Leitung 130_3. Die vierte Leitung 130_3 verläuft zumindest in einem Teilstück zwischen der dritten Leitung 130_2 und der fünften Leitung 130_4. Dadurch ergibt sich eine Verkopplung zwischen den Leitungen, wie sie bereits zwischen beschrieben wurde.

Bei den Leitungen kann es sich beispielsweise um Leitungen handeln, die ausschließlich auf einem Chip verlaufen. Die Leitungen zwischen dem Signalcodierer 110 und dem Signaldecodierer 120 können aber auch auf einer gedruckten Schaltung bzw. auf einer Platine verlaufen. Ferner können die Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 mehrere Chips verbinden und dabei, zumindest als Teilstücke, Bonddrähte, Durchkontaktierungen, Kurven und/oder Knicke umfassen. Besondere Vorteile durch die vorliegende Erfindung ergeben sich beispielsweise, wenn die Leitungen so angeordnet sind, dass eine oben beschriebene Verkopplung zwischen den Leitungen auftritt.

Im Hinblick auf die Schaltungsanordnung 200 gemäß der 2 sei ferner darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 200 optional einen Sende-Vektorabbilder-Einsteller 210 und/oder einen Empfangs-Vektorabbilder-Einsteller 220 umfasst. Der optionale Sende-Vektorabbilder-Einsteller 210 ist ausgelegt, um eine Information über einen Kanal, also beispielsweise eine Information über die Übertragungseigenschaften der Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4, und/oder über eine Verkopplung zwischen den Leitungen zu empfangen. Basierend auf der Information über den Kanal stellt der Vektorabbilder die Abbildungsvorschrift des Sende-Vektorabbilders 140 ein. Der Sende-Vektorabbilder-Einsteller 210 kann dabei einen der Algorithmen verwenden, die bereits oben beschrieben wurden, oder die im Folgenden noch beschrieben werden. Ziel der Einstellung der Abbildungsvorschrift des Sende-Vektorabbilders 140 ist es dabei typischerweise, eine möglichst geringe Bitfehlerrate bei der Übertragung von Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ von dem Signalcodierer 110 zu dem Signaldecodierer 120 bzw. bei der Rekonstruktion der geschätzten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ zu erzielen.

Optional umfasst das Datenübertragungssystem bzw. Bussystem 200 ferner einen Empfangs-Vektorabbilder-Einsteller 220, der ausgelegt ist, um eine Abbildungsvorschrift des Empfangs-Vektorabbilders 152 in Abhängigkeit von einer Information über den Kanal einzustellen. Für die Einstellung der Abbildungsvorschrift des Empfangs-Vektorabbilders 152 kann einer der oben beschriebenen Algorithmen oder alternativ einer der im Folgenden noch beschriebenen Algorithmen verwendet werden.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass die Einstellung der Abbildungsvorschrift des Sende-Vektorabbilders 140 sowie des Empfangs-Vektorabbilders 152 entweder durch eine einmalige feste Programmierung des Sende-Vektorabbilders 140 erfolgen kann oder mehrmals durch ein wiederholtes Umprogrammieren des Sende-Vektorabbilders 140. In analoger Weise kann eine Einstellung der Abbildungsvorschrift des Empfangs-Vektorabbilders durch eine einmalige feste Programmierung oder durch eine mehrmalige Umprogrammierung erfolgen.

4a zeigt eine schematische Darstellung eines Speichers zur Verwendung als ein Empfangs-Vektorabbilder 152. Der Speicher gemäß der 4a ist in seiner Gesamtheit mit 400 bezeichnet. Der Speicher 400 umfasst eine Mehrzahl von Adresseingängen 410 sowie eine Mehrzahl von Datenausgängen 420. Die Adresseingänge 410 sind ausgelegt, um eine Mehrzahl von Schwellwert-bewerteten Empfangsignalen z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ zu empfangen, und dienen der Auswahl eines Speicherfelds des Speichers 400. In anderen Worten, basierend auf einer Kombination von Werten der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale an den Adresseingängen 410 des Speichers 400 wählt der Speicher 400 eines seiner Datenfelder aus. Typischerweise bzw. bevorzugt sind die Adresseingänge binäre Eingänge, die jeweils zwei Zustände aufweisen können. Bei dem Übertragungssystem mit N' Leitungen bzw. Kanälen weist der Speicher 400 typischerweise N' Adresseingänge auf, so dass insgesamt 2^N' Datenfelder auswählbar sind. Der Speicher 400 ist im Übrigen ausgelegt, um die in dem über die Adresseingänge 410 ausgewählten Datenfeld gespeicherte Information an den Datenausgängen 420 auszugeben. Die Daten an den Datenausgängen 420 dienen somit als geschätzte bzw. rekonstruierte Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃. In einem Übertragungssystem, in dem B Bits über die N' Leitungen bzw. Kanäle gleichzeitig übertragen werden, weist der Speicher 400 bevorzugt B parallele Ausgänge auf. Somit dient der Speicher 400 als ein Vektorabbilder, der Kombinationen der N' Schwellwert-bewerteten Empfangssignale auf Kombinationen von B rekonstruierten Informationsbits b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃ abbildet.

Der Speicher 400 kann im Übrigen ausgelegt sein, um eine Änderung der Dateninhalte der Speicherfelder zu ermöglichen. In anderen Worten, bei dem Speicher 400 kann es sich um einen Schreib-Lese-Speicher handeln. In diesem Fall wird die in dem Speicher 400 enthaltene Abbildungsvorschrift, beispielsweise durch den Empfangs-Vektorabbilder-Einsteller 220 eingestellt. Bei einem Speicher 400 kann es sich alternativ aber auch um einen Festwertspeicher bzw. einen einmal-programmierbaren Speicher handeln. In diesem Fall ist die Abbildungsvorschrift zur Abbildung der Signalkombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale auf die rekonstruierten Informationsbits durch eine einmalig und nicht mehr veränderbare Programmierung festgelegt.

4b zeigt eine schematische Darstellung eines Speichers zur Verwendung als ein Sende-Vektorabbilder. Der Speicher gemäß der 4b ist in seiner Gesamtheit mit 450 bezeichnet. Der Speicher 450 umfasst eine Mehrzahl von Adresseingängen 460 sowie eine Mehrzahl von Datenausgängen 470. Der Speicher 450 ist ausgelegt, um über die Adresseingänge eine Mehrzahl von Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ (bevorzugt parallel) zu empfangen. Der Speicher 450 umfasst eine Mehrzahl von Datenfeldern, die durch die Adresseingänge bzw. durch die an den Adresseingängen anliegende Signalkombination auswählbar sind. Der Speicher 450 ist ferner ausgelegt, um den Dateninhalt eines ausgewählten Datenfeldes an den Datenausgängen 470 bereitzustellen. Die Datenausgänge 470 definieren dabei eine Signalkombination auf einer Mehrzahl von N' Leitungen, wobei die Datenausgänge 470 die Leitungen entweder direkt oder über einen Leitungstreiber 142 ansteuern bzw. treiben.

Bei den Adresseingängen 460 des Speichers 450 handelt es sich typischerweise um Eingänge für binäre Signale. Weist der Speicher B Adresseingänge auf, an die die B Informationsbits parallel anlegbar sind, so umfasst der Speicher 450 typischerweise 2^B Datenfelder, so dass jeder Kombination von Informationsbits genau ein Datenfeld zugeordnet ist. Die in dem zu einer Kombination der Informationsbits gehörigen Datenfeld enthaltene Information wird sodann über die Datenausgänge 470 ausgegeben. Durch den Speicher 450 wird somit jeder möglichen Kombination von Informationsbits b₀, b₁, b₂, b₃ genau eine Signalkombination c₀, c₁, c₂, c₃, c₄ auf den N' parallelen Leitungen zugeordnet.

Bei dem Speicher 450 gemäß 4B kann es sich beispielsweise um einen Schreib-Lese-Speicher handeln. In diesem Fall kann die Abbildungsvorschrift, die durch den Inhalt der Speicherfelder des Speichers 450 definiert ist, verändert werden. Die Einstellung der Abbildungsvorschrift kann beispielsweise über den Sende-Vektorabbilder-Einsteller 210 erfolgen. Alternativ dazu kann es sich bei dem Speicher 450 aber auch um einen einmal-programmierbaren bzw. maskenprogrammierten Speicher handeln, so dass die Abbildungsvorschrift nach einer einmaligen Festlegung nicht mehr verändert werden kann.

5 zeigt eine tabellarische Darstellung einer Zuordnung zwischen zu übertragenden Bitkombinationen (b₃, b₂, b₁, b₀) und auf den Übertragungsleitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 zu sendenden Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀). Ferner zeigt die 5 eine tabellarische Beschreibung einer Abbildungsvorschrift zwischen empfangenen, Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) und rekonstruierten bzw. dekodierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀). Eine erste Tabelle bzw. Sendetabelle 510 gemäß 5 definiert somit, welche Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀) an den Ausgängen des Vektorabbilders 140 den möglichen Bitmustern (b₃, b₂, b₁, b₀) an den Eingängen des Vektorabbilders 140 zugeordnet sind. Somit definiert die Sendetabelle 510, welche Signalkombinationen (u4, u₃, u₂, u₁, u₀) an den Eingängen der Leitungen 130_4, 130_3, 130_2, 130_1, 130_0 für verschiedene Bitmuster der Informationsbits angelegt werden. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass im Hinblick auf die Sendetabelle 510 davon ausgegangen wird, dass 2⁴ = 16 zu übertragende Bitmuster (b₃, b₂, b₁, b₀) existieren, die über N' = 5 Leitungen übertragen werden. Die 16 Bitmuster der zu sendenden Informationsbits sind in einer ersten Spalte 512 der Sendetabelle 510 angetragen. Auf den N' = 5 Leitungen existieren 2⁵ = 32 verschiedene Signalkombinationen. Die Sendetabelle 510 definiert dabei 16 ausgewählte Signalkombinationen, die an die Eingänge der fünf Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 in Abhängigkeit von den zu übertragenden Informationsbits angelegt werden. Die ausgewählten Signalkombinationen sind in einer zweiten Spalte 514 der Sendetabelle 510 angetragen, wobei in einer gleichen Zeile in der ersten Spalte 512 der Sendetabelle 510 und in der zweiten Spalte 514 angetragene Bitmuster und Signalkombinationen einander zugeordnet sind. Die verbleibenden 16 möglichen Signalkombinationen, die weiterhin an die Eingänge der Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 angelegt werden könnten, die aber nicht in der zweiten Spalte 514 der Sendetabelle 510 eingetragen sind, werden hingegen nicht benutzt. Die Tatsache, dass gemäß der Sendetabelle 510 somit nur die Hälfte der insgesamt möglichen Signalkombinationen auf den Leitungen 130 genutzt werden, entspricht einer räumlichen Redundanz. Gemäß der Sendetabelle 510 werden nämlich nur die Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀) möglichen Bitmustern (b₃, b₂, b₁, b₀) der Informationsbits zugeordnet, die empfängerseitig, also bei dem Signaldecodierer 120, mit ausreichender Zuverlässigkeit dekodiert werden können, bzw. aus denen empfängerseitig mit ausreichender Zuverlässigkeit (z. B. mit einer Bitfehlerrate <10^–3, bevorzugt aber mit einer Bitfehlerrate <10^–4 oder <10^–8) die gesendeten Bitmuster (b₃, b₂, b₁, b₀) rekonstruiert werden können.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass bei der Erstellung der Sendetabelle 510 von einer geometrischen Anordnung der Leitungen ausgegangen wurde, wie sie beispielsweise anhand der 2 und 3 beschrieben wurde. In anderen Worten, die Sendetabelle ist optimiert für eine bestimmte vorgegebene oder vorbekannte Leitungsstruktur, bei der jeweils zwischen elektrisch benachbarten Leitungen eine stärkste Verkopplung (stärker als zwischen weiter entfernten Leitungen) bzw. ein stärkstes Übersprechen auftritt.

In anderen Worten, die Sendetabelle 510 basiert auf einer Zuordnung von Signalen sowie auf einer Zuordnung einer Lage von Leitungen, wie sie anhand der 1, 2 und 3 beschrieben ist.

5 zeigt weiterhin eine Empfangstabelle 520, die eine Abbildung von Schwellwert-bewerteten Kombinationen von Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) auf Kombinationen von decodierten bzw. rekonstruierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) beschreibt. Die Empfangstabelle 520 beschreibt in einer ersten Spalte 522 Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀). Die Empfangstabelle 520 zeigt in einer zweiten Spalte 524 Kombinationen von decodierten bzw. geschätzten oder rekonstruierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀). Die erste Spalte 522 der Empfangstabelle 520 zeigt in einer oberen Hälfte 16 Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀), die unter Annahme einer rauschfreien Übertragung zu gesendeten Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀) gemäß der zweiten Spalte 514 der Sendetabelle 510 gehören. Die Schwellwert-bewerteten Kombinationen von Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) unterscheiden sich dabei aufgrund des Übersprechens des Kanals teilweise von den zugehörigen (in einer gleichen Zeile angeordneten) gesendeten Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀). Die Sendetabelle 510 ist allerdings derart gewählt, dass den 16 verschiedenen Kombinationen von zu übertragenden Informationsbits (b₃, b₂, b₁, b₀) 16 verschiedene Kombinationen von Schwellwert bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) zugeordnet sind. Aus diesem Grunde ist zumindest unter der Annahme einer rauschfreien Übertragung eine eindeutige Zuordnung der 16 in der oberen Hälfte der Spalte 522 gezeigten Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) zu decodierten bzw. rekonstruierten Kombinationen von Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) möglich.

Ferner existieren 16 weitere Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀), die bei einem ungestörten bzw. rauschfreien Betrieb des Bussystems 100 nicht auftreten. Die weiteren Kombinationen der Schwellwert bewerteten Empfangssignale (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) sind in der unteren Hälfte der ersten Spalte 522 der Empfangstabelle 520 dargestellt. Unter der Annahme, dass die weiteren Kombinationen der Schwellwert bewerteten Empfangssignale (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) nicht auftreten, könnten den weiteren Kombinationen beliebige Kombinationen von decodierten bzw. rekonstruierten oder geschätzten Informationsbits (b^ ₃,

Es wird allerdings bevorzugt, in einem rauschfreien Fall empfangsseitig nicht auftretenden weiteren Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) solche Kombinationen von dekodierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) zuzuordnen, bei deren sendeseitigem Vorliegen die entsprechenden weiteren Kombinationen mit einer höchsten Wahrscheinlichkeit auftreten. In anderen Worten, für eine betrachtete Kombination von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) kann berechnet werden, mit welcher Wahrscheinlichkeit die betrachtete Kombination bei Vorliegen von verschiedenen sendeseitigen Kombinationen von Informationsbits (b₃, b₂, b₁, b₀) oder bei Vorliegenden von verschiedenen sendeseitigen Signalkombinationen (c₄, c₃, c₂, c₁, c₀) auftritt, wenn von einem bestimmten, angenommenen bzw. vorgegebenen Rauschen beispielsweise des Leitungstreibers 142, des Kanals 130 und/oder des Schwellwertentscheiders 150 ausgegangen wird. Andersherum kann ebenfalls mit Mitteln der Stochastik berechnet werden, wie groß die Wahrscheinlichkeit ist, dass ein bestimmtes Bitmuster der Informationsmuster (b₃, b₂, b₁, b₀) gesendet wurde, falls die betrachtete Kombination von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) empfangen wird (bedingte Wahrscheinlichkeit). Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird somit die Vektorabbildung des Empfangs-Vektorabbilders 152 so eingestellt, dass eine betrachtete (weitere) Kombination von Schwellwert bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) auf eine solche Kombination von dekodierten bzw. rekonstruierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) abgebildet wird, die bei Vorliegen der betrachteten Kombination von Schwellwert bewerteten Empfangssignalen mit der höchsten Wahrscheinlichkeit durch den Signalkodierer 110 übertragen wurde.

Somit besteht durch die erfindungsgemäße redundante Raumcodierung eine erhebliche Freiheit bei der Wahl der empfangsseitigen Vektorabbildung des Vektorabbilders 152 des Signaldecodierers 120. Der Signaldekodierer 120 ist in der Lage, mehr Zustände bzw. Signalkombinationen der Empfangssignale (y₄, y₃, y₂, y₁, y₀) bzw. der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) zu unterscheiden als bei einer störungsfreien bzw. einer (rauschfreien) Übertragung tatsächlich auftreten. Die zusätzlichen Kombinationen, die bei einer rauschfreien Übertragung nicht auftreten, können durch eine geeignete Vektorabbildung so auf decodierte bzw. rekonstruierte Kombinationen von Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) abgebildet werden, dass eine maximale Zuverlässigkeit der decodierten bzw. rekonstruierten Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀) auch bei Vorliegen von Störungen (beispielsweise von Rauschen) bei der Übertragung gewährleistet werden kann.

Die anhand der 5 gezeigte Empfangstabelle 520 beschreibt dabei eine besonders vorteilhafte Zuordnung von Schwellwert bewerteten Empfangssignalen (z₄, z₃, z₂, z₁, z₀) auf decodierte bzw. rekonstruierte Kombinationen von Informationsbits (b^ ₃, b^ ₂, b^ ₁, b^ ₀). Die durch die Empfangstabelle 520 beschriebene Abbildungsvorschrift für den Vektorabbilder 152 des Signaldecodierers 120 ist besonders vorteilhaft in Kombination mit einer Anordnung der Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4, wie sie beispielsweise mit Bezug auf die 1, 2 und 3 beschrieben wurde.

Im Folgenden wird das Prinzip der redundanten Raumcodierung noch einmal allgemein anhand der 6 beschrieben. 6 zeigt eine schematisch Darstellung eines digitalen Übertragungssystems. Das Übertragungssystem gemäß der 6 ist in seiner Gesamtheit mit 600 bezeichnet. Ein (optionaler) Seriell/Parallel-Wandler 620 empfängt einen Bitstrom 610, beispielsweise von einer Kanalcodierung. Bei dem Bitstrom 610 kann es sich beispielsweise um einen seriellen Bitstrom handeln, der beispielsweise innerhalb einer Zeiteinheit bzw. innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls B Bits (c₁, c₂, ..., c_B) (auch als zu sendende Informationsbits bezeichnet) umfasst. Ein Seriell/Parallel-Wandler 620 empfängt den Bitstrom 610 und wandelt diesen in N Sätze 622_1, 622_2, ..., 622_N von einem oder mehreren Bits um. Ein i-ter Satz 622_i umfasst dabei b_i Bits. Die Schaltungsanordnung 600 umfasst ferner N Einzel-Signalabbilder 626_1, 626_2, ... 626_N. Ein i-ter Einzel-Signalabbilder 626_i empfängt dabei den i-ten Satz 622_i von b_i Bits und bildet die b_i Bits auf ein Einzel-Modulationssymbol x_i ab. In anderen Worten, das i-te Einzel-Modulationssymbol x_i basiert auf den b_i Bits des i-ten Satzes 622_i von Bits. Ein Einzel-Modulationssymbol x_i kann dabei typischerweise

Somit entsteht pro Zeiteinheit, während der der Schaltungsanordnung 600 B Bits zugeführt werden, eine Kombination von N Einzelmodulationssymbolen x₁, x₂, ..., x_N. Die verschiedenen möglichen Kombinationen der Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N entstammen dabei einem Modulationsalphabet M. Anders ausgedrückt: [x₁, x₂, x_N)^T ∊ M.

Das Modulationsalphabet M umfasst typischerweise 2^B verschiedene Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, die durch die Einzel-Signalabbilder 626_i den B Bits (bzw. den durch die B Bits insgesamt darstellbaren 2^B Kombinationen von Informationsbits) in ein-eindeutiger Weise zugeordnet sind.

Die Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen von x₁, x₂, ..., x_N werden über einen effektiven MIMO-Kanal 630 übertragen, wie dies schon beschrieben wurde. Beispielsweise kann der effektive MIMO-Kanal 630 einen Modulator umfassen, der innerhalb eines Zeitintervalls N verschiedene Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N empfängt, und basierend darauf ein moduliertes Signal erzeugt. An den Ausgängen des effektiven MIMO-Kanals 630 liegen basierend darauf beispielsweise M verschiedene Einzel-Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_M an. Bei den einzelnen Empfangssignalen y₁, y₂, ..., y_M handelt es sich typischerweise um analoge Signale. Die Schaltungsanordnung 600 umfasst aus diesem Grunde einen Bank 640 von Analog/Digital-Wandlern 640_1, 640_2, ..., 640_M. Ein i-ter Analog/Digitalwandler 640_i empfängt das i-te Empfangssignal y_i und erzeugt basierend darauf einen i-ten quantisierten Empfangswert z_i. Der i-te quantisierte Empfangswert z_i umfasst r_i Bits. Die M Analog/Digital-Wandler 640_1, 640_2, ..., 640_M arbeiten im Übrigen im Wesentlichen (also im Hinblick auf die Verarbeitung von Empfangssignalen y_i) unabhängig voneinander. Jeder der M quantisierten Empfangswerte z_i ist somit genau einem Empfangswert y_i zugeordnet.

6B zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems unter Verwendung einer digitalen Modulation und Demodulation, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 6B ist in ihrer Gesamtheit mit 650 bezeichnet. Das Datenübertragungssystem 650 gemäß der 6b ist ausgelegt, um einen Bitstrom 660 beispielsweise von der Kanalcodierung zu empfangen. Pro Zeiteinheit bzw. pro Kanalbenutzung empfängt ein (optionaler) Seriell/Parallel-Wandler 670 B' Bits bzw. zu sendende Informationsbits (c₁, c₂, ..., c_B'). Der Seriell/Parallel-Wandler gibt somit pro Zeiteinheit pro Kanalbenutzung die B' Bits in einer parallelen Form als Bits c₁, c₂, ..., c_B' aus. Ein Vektorsignalraumabbilder 680 empfängt die B' Bits c₁, c₂, ..., c_B' parallel und erzeugt durch eine vektorielle bzw. verknüpfende Signalraumabbildung N Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N. Der Vektor-Signalraumabbilder 680 liefert die Kombination der Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N an einen Eingang des effektiven MIMO-Kanals 630. Der Vektorsignalabbilder 680 liefert somit die Kombination der Einzelmodulationssymbole x₁, x₂ ..., x_N beispielsweise an einen Eingang eines Modulators, der ausgelegt ist, um die durch die Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N beschriebene Informationen während eines Zeitintervalls bzw. während einer Kanalbenutzung (gleichzeitig) auf einen Übertragungskanal zwischen einem Sender und einem Empfänger zu geben. In anderen Worten, der Modulator ist beispielsweise (aber nicht notwendigerweise) ausgelegt, um die Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N gleichzeitig über einen drahtlosen oder drahtgebundenen Kanal zu übertragen. Es sei darauf hingewiesen, dass der Seriell/Parallel-Wandler 670 sowie der Vektorabbilder 680 somit Teil eines Signalcodierers 664 sind.

An einem Ausgang des effektiven MIMO-Kanals 630 liegen M Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_M an, die durch einen Satz 640 von Analog/Digital-Wandlern quantisiert werden, um quantisierte Empfangssignale z₁, z₂, ..., z_M zu erhalten. Die Analog/Digital-Wandlung durch den Satz 640 von Analog/Digital-Wandlern erfolgt in der gleichen Weise, wie dies anhand der 6A beschrieben wurde.

Ein wesentliches Bestandteil des digitalen Übertragungssystems 650 ist der Vektor-Signalraumabbilder 680, wie im Folgenden detailliert beschrieben wird. Der Vektor-Signalraumabbilder 680 empfängt B' Bits, bevorzugt in paralleler Form. Der Vektor-Signalraumabbilder 680 erzeugt aus den B' Bits eine Kombination von N-Einzel-Modulationssymbolen. Aufgrund der Abbildungsvorschrift des Vektor-Signalraumabbilders 680 besteht allerdings keine Eins-zu-Eins Zuordnung zwischen einem bestimmten Einzel-Modulationssymbol x_i und einer Gruppe von Bits der insgesamt B' Informationsbits c₁, c₂, ..., c_B'.

So existiert beispielsweise mindestes ein Einzelmodulationssymbol x_i, das von j Bits aus der Menge der Bits c₁, c₂, ..., c_B' abhängig ist, und das insgesamt weniger als 21 unterschiedliche Werte annimmt. In anderen Worten, aus einem einzelnen der Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N ist kein eindeutiger Rückschluss auf ein Bit möglich, von dem das Einzel-Modulationssymbol abhängig ist.

Der Vektor-Signalraumabbilder 680 ist im Übrigen ausgelegt, um die 2^B' möglichen Kombinationen der Informationsbits c₁, c₂, ..., c_B', die pro Kanalbenutzung bzw. pro Zeitintervall verwendet werden, auf 2^B' verschiedene Kombinationen der Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N abzubilden. Dabei wird davon ausgegangen, dass die 2^B' Kombinationen der N Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N ein Modulationsalphabet M' bilden. Anders ausgedrückt: [x₁ x₂ ... x_N]^T ∊ M'.

Das Modulationsalphabet M' ist typischerweise eine echte Teilmenge eines Gesamt-Modulationsalphabets M, das alle möglichen Kombinationen der N-Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N umfasst. In anderen Worten, das Gesamt-Modulationsalphabet umfasst alle Kombinationen der auftretenden Werte der Einzel-Modulationssymbole.

Da also, unabhängig von den übertragenen Daten bzw. den übertragenen Informationsbits d₁, d₂, ..., c_B', nicht alle möglichen Kombinationen der N Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N bei der Abbildung der B' Informationsbits durch den Vektor-Signalraumabbilder 680 auftreten, besteht eine redundante Raumcodierung. In anderen Worten, es werden nicht alle diskreten Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen verwendet, die gemäß eines vollständigen Modulationsalphabets M verfügbar wären. Somit wird es ermöglicht, diejenigen Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen zu verwenden, die zu zuverlässig unterscheidbaren Empfangssignalen nach der Übertragung über den effektiven MIMO-Kanal 630 führen, während hingegen diejenigen Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, die zu schwer oder gar nicht unterscheidbaren Empfangssignalen führen, nicht verwendet werden.

Der Vektorsignalraumabbilder 680 kann beispielsweise durch einen Speicher oder eine Nachschlagetabelle realisiert werden, wie dies beispielsweise anhand der 4B beschrieben wurde. Der Speicher 450 gemäß der 4A kann dabei beispielsweise modifiziert werden, um an seinen Adresseingängen 460 die Bits c₁, c₂, ..., c_B' parallel zu empfangen. An den Datenausgängen 470 kann der Speicher 450 beispielsweise die reellwertigen oder komplexwertigen Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N in codierter Form ausgeben.

Der Vektorsignalraumabbilder 680 kann aber auch in anderer Weise realisiert werden, solange sichergestellt ist, dass eine entsprechende vektorielle bzw. verknüpfende Abbildung von den Informationsbits c₁, c₂, ..., c_B' auf einen Satz von Einzel-Modulationssymbolen x₁, x₂, ..., x_N gewährleistet ist.

Im Folgenden wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 650 gemäß 6A noch einmal erläutert. Ein wesentlicher Kerngedanke der vorliegenden Erfindung besteht im Einsatz einer sogenannten redundanten Raumcodierung in einer Signalabbildung innerhalb eines Blocks der digitalen Modulation (vgl. 14). Im Folgenden wird zunächst der prinzipielle Ansatz und darauffolgend die redundante Raumcodierung erläutert.

Wie schon oben ausgeführt, führt eine grobe Analog/Digital-Wandlung für den Empfänger zu ununterscheidbaren oder schwer unterscheidbaren Sendesignalen, was das Zustandekommen einer zuverlässigen Kommunikation praktisch verhindert (vgl. 16 und die Erläuterungen dazu). Dieses Problem wird durch die vorliegende Erfindung folgendermaßen gelöst:

• 1. Das Modulationsalphabet wird (gegenüber einem ursprünglichen Modulationsalphabet) eingeschränkt, so dass nicht alle möglichen Signalvektoren (bzw. Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen) gesendet werden dürfen. Diese Einschränkung des Modulationsalphabets erzeugt einen redundanten Raumcode. Es gibt zwei verschiedene Möglichkeiten einen solchen redundanten Raumcode zu erzeugen. Diese werden im Folgenden erläutert.
• 2. Eine ursprünglich (also beispielsweise bei einem Übertragungssystem gemäß den 6A und 7A) vorhandene Bank von Signalraumabbildungen (bzw. von Einzelsignalabbildungen 626_1, 626_2, ..., 626_N) wird durch eine Vektor-Signalraumabbildung bzw. einen Vektor-Signalraumabbilder 680) ersetzt.
• 3. Falls es notwendig ist, die gleiche Datenrate wie in einem ursprünglichen System (also beispielsweise wie in einem System gemäß den 6A oder 7A) zu erzielen, wird entweder
• a) die Coderate des Kanalcodes bzw. Kanalcodierers erhöht, oder
• b) die Anzahl der Eingänge und/oder Ausgänge des effektiven Kanals vergrößert.

Im Folgenden wird das genannte Prinzip genauer erläutert.

Zu diesem Zweck wird im Folgenden auf Veränderungen eingegangen, die gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ausgehend von einem ursprünglichen Übertragungssystem mit digitaler Modulation und Demodulation gemäß der 6A vorgenommen werden.

In anderen Worten, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden in einem Block der digitalen Modulation anhand der 6A und 6B skizzierte Veränderungen vorgenommen. Dabei zeigt die 6A eine ursprüngliche digitale Modulation/Demodulation, während die 6B ein verändertes System gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Im Wesentlichen wird dabei der digitale Modulator verändert.

Ein neues System 650 zur digitalen Modulation/Demodulation entsteht dabei aus dem ursprünglichen System 600 durch Einsatz einer Vektor-Signalraumabbildung, die einen redundanten Raumcode implementiert.

Das modifizierte System 650 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unterscheidet von dem ursprünglichen System 600 im Wesentlichen in den folgenden Punkten:

• 1. Eine Anzahl B an Bits aus dem Kanalencoder (bzw. Kanalcodierer), welche pro Kanalbenutzung durch die digitale Modulation verarbeitet werden, wird (ausgehend von einem Wert B) auf einen Wert B' verkleinert: B → B' < B.
• 2. Die bisherigen N Signalraumabbildungen bzw. Einzel-Signalraumabbildungen 626_1, 626_2, ..., 626_N (auch mit sig₁, sig₂, ..., sig_N bezeichnet), werden durch eine einzige Vektor-Signalraumabbildung ersetzt. Die Vektor-Signalabbildung 680 bildet dabei B' Bits ab auf 2^B' mögliche Sendevektoren aus einem neuen Modulationsalphabet M'.
• 3. Das neue Modulationsalphabet M' zeichnet sich dadurch aus, dass es weniger Elemente gleicher Dimension enthält, als das ursprüngliche Modulationsalphabet M. Eine technisch bevorzugte Ausführung besteht darin, das neue Modulationsalphabet M' aus dem ursprünglichen Modulationsalphabet M durch Weglassen von Elementen zu erzeugen: M → M' ⊂ M.

Die Vektorsignalraumabbildung 680 beschreibt einen redundanten Raumcode. Ein redundanter Raumcode entstünde auch dann, wenn bei gleicher Anzahl der Elemente (Vektoren bzw. Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen) die Dimension der Vektoren angehoben wird. Auf diese Möglichkeit wird im Detail im Folgenden noch eingegangen.

Zuvor wird allerdings zunächst beschrieben, wie der Raumcode gewählt werden kann. Der redundante Raumcode ist nicht eindeutig, das heißt es gibt zahlreiche Möglichkeiten, diesen Raumcode zu gestalten. Eine technisch besonders sinnvolle bzw. vorteilhafte Ausprägung ist es, M' aus M durch Weglassen derjenigen Elemente zu erhalten, welche bei dem Empfänger (also zum Beispiel bei einem Signaldecodierer) am schwierigsten voneinander zu unterscheiden sind. Dies kann etwa so geschehen, dass jedem Vektor x_i ∊ M (also zu jeder Kombination von Einzel-Modulationssymbolen x₁, x₂, ..., x_N) die folgende Zahl ϕ (bzw. ein zugehöriger Wert) zugeordnet wird: M ∍ x_i → ϕ(x_i) = Pr[x^(z) = x_i|x = x_i], dabei ist z = [z₁, z₂, ... z_M]^T ein Vektor von Analog/Digital-gewandelten Empfangssignalen. Ferner ist

In anderen Worten, zu einer gegebenen quantisierten Beobachtung z wird ein wahrscheinlichster Sendevektor x^ (z) bestimmt. Anschließend wird eine Wahrscheinlichkeit dafür bestimmt, dass der geschätzte wahrscheinlichste Sendevektor x^ (z) mit dem tatsächlich gesendeten Sendevektor x_i übereinstimmt, unter der Voraussetzung, dass der Sendevektor x_i gesendet wird. Die entsprechende Wahrscheinlichkeit ist mit ϕ(x_i) bezeichnet.

Das Symbol Pr[.] steht hierbei für die Wahrscheinlichkeit eines Zufallsereignisses. Die Zahlen ϕ(x_i) können bei bekanntem effektiven MIMO-Kanal (Kanalmatrix H), bekannter Statistik des Empfängerrauschens und bekannter Charakteristik der Analog/Digital-Wandler durch bekannte Verfahren der mathematischen Statistik konkret ausgerechnet werden. Die Menge M' erhält man dann aus den 2^B' Elementen von M, welche die größten zugehörigen Zahlen ϕ(x_i) besitzen. Diese Sendevektoren sind nach der Quantisierung am Empfänger am besten zu unterscheiden.

Im Folgenden wird beschrieben, wie gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Bitbreite bzw. die Anzahl an pro Kanalbenutzung übertragenen Informationsbits B' gewählt wird.

Je kleiner die Bitbreite B' gewählt wird, umso weniger Elemente enthält M', und umso besser lassen sich diese voneinander nach der groben Analog/Digital-Wandlung unterscheiden. Jedoch steigt dadurch gleichzeitig die Redundanz des Raumcodes. Damit sinkt die effektive Datenrate. Verwendet das Kommunikationssystem (also beispielsweise das ursprüngliche Übertragungssystem 600 gemäß 6A) einen Kanalcode der Coderate R_c, dann entsteht durch den Einbau des redundanten Raumcodes eine effektive Coderate R_c'eff gemäß

Um einen Ratenverlust so klein wie möglich zu machen, sollte daher im Allgemeinen B' < B nur so klein gemacht werden, wie es nötig ist, um eine zuverlässige Kommunikation, trotz der groben Analog/Digital-Wandelung, zu erreichen.

Im Folgenden wird beschrieben, wie der oben genannte Ratenverlust ausgeglichen werden kann. Um den Ratenverlust durch die redundante Raumcodierung auszugleichen, gibt es im Prinzip zwei Möglichkeiten:

• 1. Raumcodierung mit erhöhter Dimension des Modulationsalphabets. Dieser Ansatz wird weiter unten noch genauer erläutert.
• 2. Erhöhung der Coderate des Kanalcodes.

So kann beispielsweise die Coderate des Kanalcodes bzw. des Kanalcodierers von einer bestehenden Coderate R_c auf eine neue Coderate R_c' wir folgt geändert werden:

Dadurch wird der Ratenverlust kompensiert, der durch die Übertragung von nur noch B' Bits pro Kanalbenutzung bzw. pro Zeiteinheit (anstelle von ursprünglich B Bits pro Kanalbenutzung bzw. pro Zeiteinheit) erzeugt wird. Dies ist allerdings nur möglich, falls für die ursprüngliche Coderate R_c gilt:

Bei uncodierter Übertragung (R_c = 1) ist die genannte Methode also nicht anwendbar.

Im Folgenden wird anhand eines Beispiels beschrieben, wie ein erfindungsgemäßes Übertragungssystem mit einer Vektorsignalraumabbildung 680 aus einem herkömmlichen Übertragungssystem entstehen kann.

Es werde angenommen, dass bei dem ursprünglichen Übertragungssystem die Anzahl B an pro Kanalbenutzung übertragenen Informationsbits gleich 8 sei, und dass die Coderate R_c des ursprünglichen Übertragungssystems gleich S sei. In Formeln: B = 8 Bit und R_c = S. Bei einer Wahl von B' = 6 Bit, falls also bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem pro Kanalbenutzung 6 Informationsbits übertragen werden, müsste die Coderate des Kanalcodes, beispielsweise durch eine Punktierung, auch R_c' = 2/3 erhöht werden, um den Ratenverlust zu kompensieren.

Im Folgenden wird eine redundante Raumcodierung mit einer Dimensionserweiterung beschrieben. Die 7A zeigt zu diesem Zweck eine schematische Darstellung eines ursprünglichen Übertragungssystems mit einer digitalen Modulation und Demodulation. Die Schaltungsanordnung gemäß der 7A ist in ihrer Gesamtheit mit 700 bezeichnet und entspricht im Wesentlichen der Schaltungsanordnung 600 gemäß der 6A. Daher sind gleiche Einrichtungen und Signale in den 6A und 7A mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal erläutert.

7B zeigt eine schematische Darstellung eines Übertragungssystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das aus der Schaltungsanordnung 700 gemäß der 7A durch die im Folgenden beschriebenen Änderungen hervorgeht. Die Schaltungsanordnung gemäß der 7B ist im Übrigen in ihrer Gesamtheit mit 750 bezeichnet.

Die Schaltungsanordnung 750 empfängt einen Bitstrom 760, beispielsweise von der Kanalcodierung. Der Bitstrom 760 umfasst pro Kanalbenutzung bzw. pro Zeiteinheit B' Bits c₁, c₂. ..., c_B'. Ein Seriell/Parallel-Wandler 770 wandelt den Bitstrom 760 von B' Bits in parallele Bits c₁, c₂, ..., c_B' um und stellt diese einem Vektorsignalraumabbilder 780 als Eingangssignale in paralleler Form zur Verfügung. Der Vektor-Signalraumabbilder 780 ist ausgelegt, um während eines Zeitintervalls bzw. während einer Kanalbenutzung N' Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N' bereitzustellen. Die Kombination der Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N' bildet dabei einen Sendevektor x. Ein effektiver MIMO-Kanal 784 empfängt die N' Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N' gleichzeitig, und erzeugt basierend auf dem N' Einzel-Modulationssymbolen M' Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_M'. Aus jedem der M' Empfangssignale wird dann durch einen entsprechenden Analog/Digital-Wandler 790_1, 790_2, ..., 790_M ein zugehöriges quantisiertes Empfangssignal z₁, z₂, ..., z_M' erzeugt.

Die Schaltungsanordnung 750 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung im Wesentlichen dadurch, dass pro Zeiteinheit bzw. pro Kanalbenutzung anstelle von B' Bits B Informationsbits übertragen werden, und dass durch den Vektorsignalraumabbilder 780 N' anstelle von N Einzel-Modulationssymbolen zur Übertragung über den effektiven MIMO-Kanal 784 erzeugt werden.

Eine grundsätzliche Funktionalität des Vektor-Signalraum-Abbilders 780 unterscheidet sich allerdings nicht von der grundsätzlichen Funktionalität des Vektor-Signalraum-Abbilders 680. Ebenso wenig unterscheidet sich die grundsätzliche Funktionalität des effektiven MIMO-Kanals 784 von der grundsätzlichen Funktionalität des effektiven MIMO-Kanals 630.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung besteht also eine Möglichkeit, den durch die redundante Raumcodierung verursachten Ratenverlust auszugleichen, darin, die Anzahl der Eingänge und Ausgänge des effektiven MIMO-Kanals 784 (gegenüber einem herkömmlicherweise verwendeten effektiven MIMO-Kanal 630) zu vergrößern. Dies bedeutet in der Regel, dass auch die Zahl der Eingänge und der Ausgänge des physikalischen Kanals vergrößert werden muss. Bei einem Funkübertragungssystem etwa müssen weitere Antennen bei einem Sender und bei einem Empfänger installiert werden, oder es müssen weitere Frequenzkanäle benützt werden. Bei einem drahtgebundenen Kommunikationssystem hingegen müssen weitere Leitungen verwendet werden.

Eine solche Vergrößerung der Anzahl von Eingängen und Ausgängen des effektiven MIMO-Kanals ist systemabhängig verschieden kostspielig. Besonders kostengünstig ist die genannte Erweiterung beispielsweise bei einem drahtgebundenen Bussystem auf einer Leiterplatte oder innerhalb eines integrierten Schaltkreises, da hierbei einfach einige weitere Leitungen eingefügt werden. Beispielsweise kann ein 16-Bit breiter Bus statt mit 16 nun mit 17 Leitungen ausgeführt werden. Auf die Anwendung des beschriebenen Konzepts in einem Bussystem wird aber im Folgenden noch näher eingegangen.

Zunächst werden allerdings ganz allgemein die Veränderungen beschrieben, die an dem digitalen Modulator/Demodulator vorgenommen werden. Die 7A und 7B zeigen die notwendigen Veränderungen an dem digitalen Modulator und Demodulator. 7A zeigt dabei eine ursprüngliche digitale Modulation/Demodulation, und die 7B zeigt ein verändertes System gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das neue System der digitalen Modulation/Demodulation gemäß der 7B entsteht aus dem ursprünglichen System durch Vergrößerung der Anzahl der Eingänge (N' > N) und Ausgänge (M' > M) und durch den Einsatz einer Vektor-Signalraumabbildung, die einen redundanten Raumcode implementiert.

Im Einzelnen gilt für Veränderungen des Systems 750 gemäß der 7B gegenüber dem System 700 der 7A:

• 1. Die Anzahl der Eingänge des effektiven Kanals 784 wird (im Vergleich zu dem effektiven Kanal 630) vergrößert: N → N' > N.
• 2. Die Anzahl der Ausgänge des effektiven Kanals 784 wird (gegenüber dem effektiven Kanal 630) vergrößert: M → M' > M.
• 3. Die Anzahl B der Bits, die pro Kanalbenutzung (bzw. pro Zeiteinheit) aus dem Ausgangsstrom des Kanalencoders bzw. Kanalcodierers entnommen werden (und die bei einer Kanalbenutzung gleichzeitig über den effektiven MIMO-Kanal 784 übertragen werden) bleibt (im Vergleich zu einer Anzahl an gleichzeitig übertragenen Bits bei dem Übertragungssystem 600) gleich: B → B' = B.
• 4. Die bisherigen N Signalraumabbildungen bzw. Einzelsignalabbildungen 626_1, 626_2, ..., 626_N (auch als sig₁, sig₂, ..., sig_N bezeichnet) werden durch eine Vektor-Signalraumabbildung 780 ersetzt. Die Vektor-Signalraumabbildung 784 bildet dabei B Bits ab auf 2^B mögliche Sendevektoren x' (bestehend aus N' Einzel-Modulationssymbolen x₁, x₂, ..., x_N') aus dem neuen Modulationsalphabet M'. In anderen Worten, es gilt: [x₁ x₂ ... x_N']^T ∊ M'.
• 5. Das neue Modulationsalphabet M' zeichnet sich dadurch aus, dass es genauso viele Elemente (Vektoren x bzw. Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen) enthält, wie das ursprüngliche Modulationsalphabet M. Allerdings haben die Elemente (Vektoren x bzw. Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen) die Dimension N', welche größer ist als die Dimension N der Vektoren aus M.

Im Folgenden werden Details im Hinblick auf eine Wahl des Raumcodes beschrieben. Der redundante Raumcode (also die Wahl der Elemente des neuen Modulationsalphabets M') ist nicht eindeutig, das heißt, es gibt zahlreiche Möglichkeiten, diesen Raumcode zu gestalten. Wesentlich für die vorliegende Erfindung ist lediglich, dass

• 1. die Dimension der Elemente des (neuen) Modulationsalphabets M' größer ist als die Dimension der Elemente des Modulationsalphabets M des ursprünglichen Systems; und
• 2. die Anzahl der Elemente des Modulationsalphabets M' der Anzahl der Elemente des Modulationsalphabets M entspricht.

Dadurch entsteht ein redundanter Raumcode. Es sei darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung aber nicht auf die Verwendung eines bestimmten redundanten Raumcodes beschränkt ist.

Eine technisch besonders sinnvolle und vorteilhafte Ausprägung eines redundanten Raumcodes entsteht dadurch, dass das Modulationsalphabet M' folgendermaßen bestimmt wird:

• 1. Setze &Dgr;N = N' – N
• 2. Definiere Mengen M_N+1, M_N+2, ..., M_N+&Dgr;N, die aus mindestens zwei Elementen bestehen. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf eine bestimmte konkrete Wahl der Elemente beschränkt. Für die Mengen M_N+1, M_N+&Dgr; können jedoch beispielsweise Sätze von Einzel-Modulationssymbolen verwendet werden, die beispielsweise einer 4QAM-Modulation oder einer 16QAM-Modulation entsprechen. Alternativ dazu können die Elemente der genannten Mengen auch Modulationswerte einer BPSK-Modulation, einer QPSK-Modulation oder einer ähnlichen Modulation, die für die Einzel-Modulationssymbole zumindest zwei mögliche reelle oder komplexe Werte aufweist, umfassen.
  
  Falls in dem ursprünglichen System (gemäß der 7A) alle Signalraumabbildungen 626_1, 626_2, ..., 626_N identisch sind, ist es beispielsweise sinnvoll bzw. vorteilhaft, die Mengen bzw. Einzel-Modulationsalphabete M_i in der folgenden Weise zu wählen: M_i = M_i-1 für i ∊ {2, 3, ..., N + &Dgr;N}. Andernfalls können die Elemente der Mengen bzw. Einzel-Modulationsalphabete M_N+i für i ∊ {1, 2, ..., &Dgr;N} nach anderen Kriterien ausgesucht werden.
• 3. Setze M~ = M₁ × M₂ × ... × M_N+&Dgr;N (wobei M~ ein Gesamt-Modulationsalphabet beschreibt, das alle möglichen Kombinationen der Einzel-Modulationssymbole aus den Einzel-Modulationsalphabeten M_i umfasst).
• 4. Ordne jedem Vektor x_i ∊ M~ die folgende Zahl zu: M~ ∍ x_i → ϕ(x_i) = Pr[x^(z) = x_i|x = x_i] Dabei ist z = [z₁, z₂, ..., z_M']^T der Vektor des Analog/Digital gewandelten Empfangssignals (vgl. 7B). Ferner ist x^ (z) der wahrscheinlichste Sendevektor gegeben die quantisierte Beobachtung z, gemäß
  Im Hinblick auf detailliertere Ausführungen, wie der geschätzte Vektor x^ (z) aus der Beobachtung z bestimmt wird, und wie der Wert ϕ bestimmt wird, wird auf die obigen Ausführungen verwiesen.
• 5. Konstruierte das Modulationsalphabet M' aus den 2^B Elementen von M~ , welche die größten zugehörigen Zahlen ϕ(x_i) besitzen.

In anderen Worten, aus den Gesamtmodulationsalphabet M~ werden diejenigen Sendevektoren x bzw. Kombinationen von Einzel-Modulationssignalen ausgewählt, die in quantisierten Empfangssignalen z resultieren, die eine möglichst zuverlässige Rekonstruktion der gesendeten Bitmuster ermöglichen. Der Vektor-Signalraumabbilder 780 wird daraufhin konfiguriert, um die Kombinationen der B Informationsbits c₁, c₂, ..., c_B auf die 2^B-Elemente des Modulationsalphabets M' abzubilden.

8 zeigt ferner eine schematische Darstellung eines digitalen Übertragungssystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 8 ist in ihrer Gesamtheit mit 800 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 800 umfasst einen Signalcodierer 810 sowie einen Signaldecodierer 820. Der Signalcodierer 810 empfängt B' Informationsbits c₁, c₂, ..., c_B' in einer parallelen Weise und erzeugt basierend darauf ein Zeitsignal 830. Der Signalcodierer 810 umfasst einen Vektorabbilder 840, der den vorher beschriebenen Vektorabbildern 680, 780 entspricht. Der Vektorabbilder 840 liefert basierend auf den B' Informationsbits N Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N' die z. B. in Form von reellen oder komplexen Zahlenwerten repräsentiert sind. Ein Modulator 850 empfängt die Einzel-Modulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N in paralleler Form und erzeugt basierend darauf das Zeitsignal 830. Die Einzelmodulationssymbole x₁, x₂, ..., x_N können beispielsweise einen Inphase-Anteil und ein Quadratur-Anteil, wie er durch den Modulator 850 bei der Erzeugung einer komplexwertigen Inphase-Quadratur-Modulation (I-Q-Modulation) verwendet wird, beschreiben. Bei dem Modulator 850 kann es sich beispielsweise um einen mehrkanaligen Inphase-Quadratur-Modulator handeln. Beispielsweise kann der Modulator 850 ausgelegt sein, um das erste Einzel-Modulationssymbol x₁ bei einer ersten Trägerfrequenz zu übertragen, das zweite Einzelmodulationssymbol x₂ bei einer zweiten Trägerfrequenz zu übertragen und das n-te Einzel-Modulationssymbol bei einer n-ten Trägerfrequenz zu übertragen.

Der Signalcodierer 810 umfasst ferner optional zusätzlich einen Sende-Vektorabbilder-Einsteller 860, der ausgelegt ist, um basierend auf einer Information über den Kanal die Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders 840 einzustellen, um sicherzustellen, dass die B' Informationsbits mit einer ausreichenden Zuverlässigkeit übertragen werden.

Die Einstellung der Abbildung des Vektorabbilders 840 erfolgt durch den optional Sendevektorabbildeinsteller 860 beispielsweise gemäß einem der bereits oben beschriebenen Algorithmen zur Auswahl des Modulationsalphabets.

In dem Zeitsignal 830 werden somit im Rahmen einer Kanalbenutzung bzw. innerhalb eines Zeitintervalls gleichzeitig die B' Informationsbits übertragen.

Der Signaldecodierer 820 umfasst einen Demodulator 860, der das Zeitsignal 830 nach einer Übertragung über einen Kanal (ggf. nach einer Frequenzumsetzung) empfängt. Der Demodulator 870 ist ausgelegt, um basierend auf dem Zeitsignal eine Mehrzahl von N-Empfangssignalen y₁, y₂, ..., y_N' zu erzeugen, die Anteile des empfangenen Zeitsignals 830 in verschiedenen Kanälen (z. B. Frequenzkanälen, Code-Kanälen) beschreiben. Bei dem Empfangssignal y₁, y₂, ..., y_N kann es sich beispielsweise um reellwertige oder um komplexwertige Signale handeln. Bei dem Demodulator 870 kann es sich beispielsweise um einen Inphase-Quadratur-Demodulator handeln, der ausgelegt ist, um komplexwertige Modulationsamplituden aus verschiedenen Kanälen bzw. Frequenzkanälen des Zeitsignals 830 zu extrahieren.

Die komplexwertigen Modulationsamplituden bilden damit die Empfangssignale y₁, y₂, ..., y_N. Der Signaldecodierer 620 umfasst ferner einen Block 880 von Analog/Digital-Konvertern oder Schwellwertentscheidern. Ein i-ter Analog/Digital-Konverter bzw. Schwellwertentscheider 880_i empfängt das i-te Empfangssignal y_i von dem Demodulator 870 und liefert basierend darauf ein quantisiertes oder Schwellwert-bewertetes Empfangssignal z_i. Ein Vektorabbilder 890 empfängt die quantisierten oder schwellwert-bewerteten Empfangssignale z₁, z₂, ..., z_N und bildet diese gemäß einer Abbildungsvorschrift auf B' geschätzte bzw. rekonstruierte Informationsbits c^ ₁, c^ ₂ und c^ _B' ab. Die Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders 890 ist eingestellt, um eine möglichst geringe Bitfehlerrate der rekonstruierten Informationsbits c^ ₁, c^ ₂ und c^ _B' zu erzielen.

Der Signaldekodierer 820 umfasst ferner optional einen Empfangs-Vektorabbilder-Einsteller 894, der ausgelegt ist, um die Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders 890, basierend auf einer Information über dem Kanal zwischen dem Signalkodierer 810 und dem Signaldekodierer 820 einzustellen. Die Information über den Kanal kann beispielsweise von einem hier nicht gezeigten Kanalschätzer ermittelt werden, wie er aus dem Bereich des Mobilfunks bekannt ist. Durch eine dynamische Einstellung der Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders 890, ansprechend auf eine Information über den Kanal, kann ereicht werden, dass der Signaldekodierer stets mit einer minimalen möglichen Bitfehlerrate arbeitet.

Im Folgenden wird noch die Funktionsweise des Detektors (auch als Signaldecodierer bzw. Signalempfänger bezeichnet) bzw. Veränderungen des Detektors gegenüber herkömmlichen Detektoren beschrieben. Aufgabe des Detektors ist es, aus einem quantisierten Beobachtungsvektor z Schätzwerte für die kanalkodierten Bits beim Sender (bzw. für die gesendeten kanalcodierten Informationsbits) zu gewinnen. Hierzu muss dem Detektor das (durch den Sender bzw. Signalcodierer verwendete) Modulationsalphabet bekannt sein. Die Vorgehensweise der Detektion kann verschieden gewählt werden, solange der Detektor aus der Kenntnis des neuen Modulationsalphabets M' und aus der Beobachtung bzw. aus dem Beobachtungsvektor z Schätzwerte für die gesendeten Bits berechnen kann. Dies kann beispielsweise mit Hilfe eines MAP-Detektors (bzw. eines maximum-a-posteriori-probability Detektors oder eines maximale-a-posteriori-Wahrscheinlichkeit-Detektors) durchgeführt werden. Allerdings ist nicht jeder bekannte Detektor einsetzbar. In einem ursprünglichen System ist das Modulationsalphabet M als ein kartesisches Produkt von Mengen M₁, M₂, ..., M_N geringerer Mächtigkeit darstellbar. Daher besteht die Möglichkeit, die Detektion sukzessive basierend auf den Mengen (bzw. Einzel-Modulationsalphabeten) M₁, M₂, ..., M_N vorzunehmen. Im Gegensatz dazu kann das den Raumcode erzeugende Modulationsalphabet M' in der Regel nicht als kartesisches Produkt von Mengen geringerer Mächtigkeit dargestellt werden. Dementsprechend muss die Detektion direkt auf der Menge M' operieren. Wenn also in einem ursprünglichen System eine sukzessive Detektion vorgenommen wurde, so muss das neue System auf eine gemeinsame, auf der Menge M' basierende Detektion umgestellt werden. Basiert hingegen in einem ursprünglichen System die Detektion bereits auf der Menge M, so sind keine strukturellen Veränderungen notwendig. Es muss dann lediglich M durch M' ersetzt werden.

In anderen Worten, ein erfindungsgemäßer Detektor gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von einem herkömmlichen Detektor dadurch, dass der erfindungsgemäße Detektor einen Vektorabbilder umfasst, der mehrere quantisierte Empfangssignale z₁, z₂, z_N' verknüpfend auf Schätzwerte für die Informationsbits abbildet.

Im Folgenden wird der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung noch einmal kurz zusammengefasst.

Das Wesentliche Neue an der vorliegenden Erfindung ist, dass eine Vektor-Signalraumabbildung eingesetzt wird, welche ein Modulationsalphabet M' erzeugt, das entweder weniger Elemente gleicher Dimension oder die gleiche Anzahl an Elementen höherer Dimension enthält als ein ursprüngliches Modulationsalphabet M. In beiden Fällen entsteht ein redundanter Raumcode. Der Zweck der genannten Vorgehensweise ist, nur solche Symbole zu senden, welche auch nach einer Analog/Digital-Wandlung dekodiert werden können. Der wesentliche Vorteil des erfindungsgemäßen Konzepts gegenüber dem derzeitigen Stand der Technik ist, dass eine digitale Kommunikation über grob-quantisierte Mehrkanalsysteme möglich gemacht wird, die ohne Verwendung der vorliegenden Erfindung nicht oder nicht mit ausreichender Qualität funktioniert. Da der Raumcode keine zeitliche Komponente hat, entsteht bei der Detektion (Dekodierung) keine zusätzliche Verzögerungszeit (Latenzzeit). Dies ist ein besonderer Vorteil der Erfindung, da ein Einsatz auch, und gerade in extrem Latenzzeit-empfindlichen Anwendungen (z. B. bei Bussystemen auf oder zwischen integrierten Schaltungen) sinnvoll möglich ist.

In anderen Worten, eine Redundanz wird innerhalb einer Kombination von Einzel-Modulationssymbolen, die gleichzeitig über den Kanal übertragen werden, geschaffen. Sowohl bei einer Signalkodierung als auch bei einer Signaldekodierung werden die Übertragungseigenschaften des Kanals und insbesondere ein Übersprechen zwischen Einzel-Modulationssymbolen bzw. einzelnen Übertragungsleitungen berücksichtigt.

Im Folgenden wird noch ein exemplarischer Funktionsnachweis der vorliegenden Erfindung beschrieben. Um die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu zeigen, wurde eine Bitfehlerhäufigkeit eines Beispielsystems mit und ohne den Einsatz des erfindungsgemäßen Konzepts ermittelt.

Als ursprüngliches System bzw. Vergleichssystem dient das System gemäß der 15, wobei die Kanalmatrix H des effektiven Kanals wie folgt gegeben ist:

Der effektive Kanal bzw. effektive MIMO-Kanal 1360 des Vergleichssystems besitzt N = 4 Eingänge und M = 4 Ausgänge. Die Signalraumkonstellation des Ursprungssystems bzw. Vergleichssystems (die durch die Einzel-Signalabbilder 1520_1, 1520_2, 1520_3 und 1520_4 erzeugt wird) ist die in der Praxis beliebte 4QAM. Entsprechend gilt für die Einzelmodulationsalphabete M₁, M₂, M₃, M₄. M₁ = M₂ = M₃ = M₄ = {±1±j}/√2

Dies führt auf ein Modulationsalphabet bzw. Gesamt-Modulationsalphabet M mit 4⁴ = 256 Elementen. Es werden ferner für den Realteil und den Imaginärteil jedes der M Ausgangssignale jeweils Analog/Digital-Wandler mit ein Bit Auflösung (also Vorzeichen-Entscheider) angenommen. Der Tatbestand einer groben Quantisierung (Analog/Digital-Wandlung) ist hierbei gegeben. Nach der Quantisierung liegen nämlich ununterscheidbare Sendevektoren vor.

Zum Vergleich wird ferner ein digitales Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung betrachtet. Im Zuge des Einsatzes der vorliegenden Erfindung wird die Anzahl der Eingänge und der Ausgänge des effektiven Kanals um jeweils 1 erhöht. Für die Anzahl N' der Eingänge des effektiven Kanals und für die Anzahl M' der Ausgänge des effektiven Kanals gilt also: M' = M + 1 = 5, und N' = N + 1 = 5

Für die neue Kanalmatrix H' (unter Einsatz des erfindungsgemäßen Konzepts) wird angenommen:

Da M₁ = M₂ = M₃ = M₄ = {±1±j}/√2 wird für M₅ gesetzt: M₅ = {±1±j}/√2.

Aus den 1024 Elementen der Menge M~ mit M~ = M₁ × M₂ × M₃ × M₄ × M₅ werden 256 Elemente gemäß einem der oben beschriebenen Verfahren zur Bestimmung des Modulationsalphabets ausgewählt und bilden das neue Modulationsalphabet M' (wobei M~ ) das Gesamt-Modulationsalphabet darstellt).

Als Kanalkodierungsverfahren wird ein Viterbi-decodierter Faltungscode (der Gedächtnislänge 6) und als Empfangssignalverarbeitung eine sogenannte log-likelihood Detektion angenommen.

9 zeigt eine graphische Darstellung einer Bitfehlerhäufigkeit nach einer Viterbi-Decodierung eines Faltungscodes. Die graphische Darstellung der 9 ist in ihrer Gesamtheit mit 900 bezeichnet. An einer Abszisse 910 ist ein Sendeleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis in Dezibel angetragen. Eine Ordinate 912 beschreibt eine codierte Bitfehlerrate in einem Bereich zwischen 10^–4 und 10^–0. Eine erste Kurve 920 beschreibt eine Abhängigkeit der codierten Bitfehlerrate von dem Sendeleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis unter Verwendung einer herkömmlichen Anordnung mit einem Analog/Digital-Wandler mit beliebig hoher Auflösung. Eine zweite Kurve 930 zeigt eine Abhängigkeit der codierten Bitfehlerrate von dem Sendeleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis für ein herkömmliches Übertragungssystem unter Verwendung eines Einbit-Analog/Digital-Wandlers. Eine dritte Kurve 940 zeigt eine Abhängigkeit der codierten Bitfehlerrate von dem Sendeleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis für ein erfindungsgemäßes Übertragungssystem unter Verwendung eines Einbit-Analog/Digital-Wandlers und eines Raumcodes.

In anderen Worten, 9 zeigt die sich ergebenden Bitfehlerhäufigkeiten als Funktion des Verhältnisses von aufgebrachter Sendeleistung P_T zur Leistung &sgr;2n des Empfangsrauschens. Ohne Einsatz der erfindungsgemäßen Methode bzw. des erfindungsgemäßen Konzepts ergibt sich (bei Verwendung eines Einbit-Analog/Digital-Wandlers) eine auf einen Sättigungswert von 10^–4 hinlaufende Bitfehlerhäufigkeit (identisch zu der Bitfehlerhäufigkeit gemäß 17). Unter Einsatz der erfindungsgemäßen Methode bzw. des erfindungsgemäßen Konzepts hingegen funktioniert das System wesentlich besser. Insbesondere kommt es nicht zur Ausformung einer Sättigung der Bitfehlerhäufigkeit. Die Bitfehlerhäufigkeiten nimmt monoton mit wachsender Fehlerleistung ab. Dies demonstriert die Funktionstüchtigkeit der Erfindung.

Im Folgenden wird noch Bezug nehmend auf die 1 bis 5 ein Bussystem als ein Anwendungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein drahtgebundenes Bussystem zur Verbindung von integrierten Schaltkreisen auf einer Platine oder zu einer Verbindung von Subsystemen innerhalb eines integrierten Schaltkreises stellt eine typische technische Realisierung einer digitalen Kommunikation über ein 1-bit- quantisiertes Mehrkanalsystem dar. An einem Empfangsende des Bussystems werden nämlich von den empfangenen Signalen binäre Entscheidungen getroffen, das heißt, die Empfangssignale (y₀, y₁, y₂, y₃, y₄) werden mit 1-Bit A/D-Wandlern (bzw. mit Schwellwert-Entscheidern 150_0, 150_1, 150_2, 150_3, 150_4) quantisiert. Durch eine physikalische Nähe von einzelnen Leitungen des Bussystems zueinander entstehen elektrische Verkopplungen, welche zu einem Übersprechen der Signale führen. Dieses Verhalten begrenzt die einsetzbare Taktfrequenz des Bussystems, da sonst (beispielsweise bei einer weiteren Erhöhung der Taktfrequenz des Bussystems) das Übersprechen zu einer groben Quantisierung (also beispielsweise zu ununterscheidbaren Sendevektoren) führt, die nach dem derzeitigen Stand der Technik das Zustandekommen einer erfolgreichen Kommunikation verhindert. Die vorliegende Erfindung kann eingesetzt werden, um trotz grober Quantisierung das System erfolgreich zu betreiben. Im Folgenden wird anhand eines Beispiels erläutert, wie die vorliegende Erfindung bei einem Bussystem angewandt werden kann.

Es sei darauf hingewiesen, dass ein zum Vergleich herangezogenes ursprüngliches Bussystem, bei dem 4 Bit auf 4 Leitungen übertragen werden, bereits anhand der 18 und 19 beschrieben wurde. Das anhand der 1 gezeigte erfindungsgemäße Bussystem gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verbessert das bekannte Bussystem, indem

• 1. das Bussystem um eine zusätzliche Leitung ausgebaut wird;
• 2. beim Sender ein redundanter Raumcode eingefügt wird; und
• 3. beim Empfänger der redundante Raumcode wieder dekodiert wird.

Das entsprechend modifizierte Bussystem ist in der 1 gezeigt. Der redundante Raumcode wird gemäß einem der bereits oben beschriebenen Verfahren zur Auswahl des redundanten Raumcodes bzw. zur Bestimmung der Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders ausgewählt. Hierbei wird für das Gesamt-Modulationsalphabet M~ gesetzt: M~ = {0 Volt, 5 Volt}⁵

Aus den |M~ | = 32 Elementen werden genau 16 Elemente gemäß Punkt 4 und 5 des oben angegebenen Algorithmus zur Bestimmung des Modulationsalphabets M' ausgewählt. Als Signal-zu-Geräusch-Verhältnis wird dabei ein relativ hoher Wert von 50 Dezibel angenommen, da bei einem Bussystem das Empfängerrauschen typischerweise fast zu vernachlässigen ist. Die ausgewählten 16 Elemente bilden das neue Modulationsalphabet M', welches den redundanten Raumcode definiert. Die als Ergebnis resultierende Abbildungsvorschrift ist aus den beiden Spalten 512, 514 der Sendetabelle 510 der 5 ersichtlich. Die beiden Spalten 510, 512 der Tabelle der 5 zeigen eine Abbildung von vier zu übertragenden Bits (b₃ b₂ b₁ b₀) auf die tatsächlich gesendeten fünf Bits (c₄ c₃ c₂ c₁ c₀), welche dann über das um eine Leitung (auf insgesamt fünf Leitungen) erweiterte Bussystem übertragen werden.

Soll beispielsweise ein Bitmuster (b₃ b₂ b₁ b₀) = (1011) übertragen werden, so bildet der redundante Raumcode dies auf eine Signalkombination (c₄ c₃ c₂ c₁ c₀) = (01010) ab. Die Signalkombination (01010) wird dann über die fünf Busleitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 gesendet.

Die Verkopplungen der Leitungen seien durch die effektive MIMO-Kanalmatrix H' gemäß

Nach einer Übertragung über die fünf Leitungen 130_0, 130_1, 130_2, 130_3, 130_4 des neuen Bussystems werden die Empfangsspannungen (y₀, y₁, y₂, y₃, y₄) wie gehabt (beispielsweise unter Verwendung der Schwellwertentscheider 150_0, 150_1, 150_2, 150_3, 150_4) auf binäre Werte (z₀, z₁, z₂, z₃, z₄) quantisiert und Eingängen des Detektors 152 (auch als Vektorabbilder bezeichnet) zugeführt. Dem Detektor bzw. Vektorabbilder 152 kommt die Aufgabe zu, an seinem Ausgang Schätzwerte (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃) für die Bits bzw. Informationsbits (b₀, b₁, b₂, b₃) auszugeben. Dies geschieht durch eine Abbildung der 32 möglichen Eingangswerte (bzw. der 32 möglichen Kombinationen der Schwellwert-bewerteten Empfangssignale (z₀, z₁, z₂, z₃, z₄) auf 16 Ausgangswerte (bzw. Kombinationen von den geschätzten Informationsbits (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃). Die beiden rechten Spalten 522, 524 der Tabelle gemäß der 5 zeigen diese Abbildungen und definieren so die Operationen des Detektors bzw. Vektorabbilders bei dem Empfänger in dem Signaldecodierer 120. Ohne empfängerseitiges Rauschen sind nur die oberen 16 Einträge der Empfangstabelle 520 von Bedeutung, da die unteren 16 Empfangswerte bzw. Kombinationen von Schwellwert-bewerteten Empfangssignalen (z₄ z₃ z₂ z₁ z₀) nur durch den Einfluss von Rauschen entstehen können. Da drahtgebundene Bussysteme mit sehr hohem Signal-zu-Geräusch-Verhältnis betrieben werden (im Beispiel 50 dB), ist der Einfluss des Rauschens praktisch zu vernachlässigen. Daher brauchen die unteren 16 Zeilen der Empfangstabelle 520 nicht unbedingt implementiert zu werden.

Als Beispiel werde hier angenommen, dass das Bitmuster (b₃ b₂ b₁ b₀) = 1011 übertragen wird. Der redundante Raumcode (des Signalcodierers) bildet dieses ab (c₄ c₃ c₂ c₁ c₀) = (01010) (vgl. Spalte 12 der Tabelle gemäß 5). Die Signalkombination (c₄ c₃ c₂ c₁ c₀) wird ohne Rauschen als (z₄ z₃ z₂ z₁ z₀) = (01110) empfangen. Gemäß den beiden rechten Spalten 522, 524 der Tabelle der 5 wird dieser Empfangswert abgebildet auf geschätzte Informationsbits (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃) = (1011). Somit entspricht die Kombination von geschätzten Informationsbits genau der zu übertragenden Bitkombination.

Ähnlich wie bei dem gezeigten Beispiel verhält es sich bei jeder der 16 möglichen Bitkombinationen, so dass eine zuverlässige Kommunikation zustande kommt. Der Schlüssel hierzu liegt in der Verwendung des redundanten Raumcodes bei dem Sender- bzw. Signalcodierer, welcher die vier (zu übertragenden) Bits bzw. Informationsbits (b₀ b₁ b₂ b₃) über fünf Leitungen überträgt.

Sowohl der redundante Raumcode beim Sender (bzw. der Vektorabbilder des Signalcodierers) als auch der Detektor bzw. Vektorabbilder beim Empfänger bzw. Signaldekodierer lassen sich beispielsweise durch je einen Speicherbaustein realisieren, welcher die Sendetabelle bzw. die Empfangstabelle implementiert (vgl. 4A und 4B). Dadurch entsteht eine praktische Latenzzeit-freie Realisierung, wie sie für ein Bussystem benötigt wird.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass bei dem gezeigten Beispiel für die Speicherung der Sendetabelle (bzw. des redundanten Raumcodes bzw. der Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders in dem Signalkodierer) 80 Bit Speicherkapazität erforderlich sind. Ferner werden 128 Bit an Speicherkapazität für eine Speicherung der Empfangstabelle in dem Detektor (bzw. für eine Speicherung der Abbildungsvorschrift des Vektorabbilders in dem Signaldekodierer) notwendig.

10A zeigt ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signalcodierers zum Erzeugen von N' parallelen binären Signalen basierend auf B-Informationsbits. Es wird dabei davon ausgegangen, dass der Signalkodierer von seinem Aufbau her im Wesentlichen dem Signalkodierer 110 entspricht, das also der Signalkodierer beispielsweise einen Vektorabbilder 140 zum nichtlinearen Abbilden von möglichen Bitmustern der B-Informationsbits (b₀ b₁ b₂ b₃) auf 2^B-Signalkombinationen auf dem N' parallelen binären Signalen (u₀, u₁, u₂, u₃, u₄) gemäß einer Abbildungsvorschrift umfasst, und dass ferner gilt: N' > B. Das Verfahren gemäß der 10A ist seiner Gesamtheit mit 1000 bezeichnet. Das Verfahren 1000 umfasst in einem ersten Schritt 1010 ein Bestimmen von Empfangssignalen (z₀, z₁, z₂, z₃, z₄) an einem Empfänger 120 für mehr als 2^B unterschiedliche Signalkombinationen der N' parallelen Signale (u₀, u₁, u₂, u₃, u₄) an einem Ausgang des Signalcodierers (110), um ein Übertragungsergebnis zu erhalten. Das Verfahren 1000 umfasst ferner in einem zweiten Schritt 1020 ein Einstellen der Abbildungsvorschrift, basierend auf dem Übertragungsergebnis.

10B zeigt ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signalcodierers zum Erzeugen einer Mehrzahl von Einzel-Modulationssymbolen, basierend auf B-Informationsbits. Es wird dabei davon ausgegangen, dass der Signalkodierer beispielsweise den anhand der 6B oder 7B beschriebenen Aufbau aufweist. So wird angenommen, dass der Signalkodierer einen Vektorabbilder 680, 780 zum nicht-linearen Abbilden von möglichen Bitmustern der B-Informationsbits (c₁, c₂, ..., c_B') bzw. (c₁, c₂, ..., c_B) auf 2^B verschiedene Kombinationen bestehend aus zumindest zwei Einzel-Modulationssymbolen (x₁, x₂, ..., x_N) bzw. (x₁, x₂, ..., x_N') gemäß einer Abbildungsvorschrift umfasst, wobei die 2^B verschiedenen Kombinationen eine echte Teilmenge eines Gesamtmodulationsalphabets M~ darstellen. Das Gesamt-Modulationsalphabet M~ ist dabei durch ein Kreuzprodukt von Mengen M₁, M₂ ..., M_N' von tatsächlich auftretenden Modulationswerten der zumindest zwei Einzelmodulationssymbole (x₁, x₂, x₃ ..., x_N') gebildet. Das Verfahren gemäß der 10B ist in seiner Gesamtheit mit 1050 bezeichnet. Das Verfahren 1050 umfasst in einem ersten Schritt 1060 ein Bestimmen von Empfangssignalen (y₁, y₂, ..., y_M) bzw. (y₁, y₂, ..., y_M') bzw. von quantisierten Empfangssignalen (z₁, z₂, ..., z_M) bzw. (z₁, z₂, z_M') für mehr als 2^B unterschiedliche Kombinationen der Einzel-Modulationssignale (x₁, x₂, ..., x_N) bzw. (x₁, x₂, ..., x_N') an einem Ausgang des Signalcodierers, um ein Übertragungsergebnis zu erhalten. Das Verfahren 1050 umfasst ferner in einem zweiten Schritt 1070 ein Einstellen der Abbildungsvorschrift basierend auf dem Übertragungsergebnis.

Im Folgenden wird Bezug nehmend auf die 10c und 10d ein weiterer Algorithmus zur Bestimmung des (redundanten) Raumcodes beschrieben.

Der genannte Algorithmus kann beispielsweise verwendet werden, um ausgehend von einem Gesamt-Modulationsalphabet M und ein neues Modulationsalphabet M' zu erhalten. In anderen Worten das im Folgenden beschriebene Verfahren zum Bestimmen eines neuen Modulationsalphabets M' kann beispielsweise anstelle des oben beschriebenen Verfahrens zur Bestimmung eines neuen Modulationsalphabets M' verwendet werden. Es werde hierbei davon ausgegangen, dass M₁, M₂, ..., M_N' N' Einzel-Modulationsalphabete beschreiben.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist ausgelegt, um sowohl in Verbindung mit einem leitungsgebundenen Kommunikationssystem beispielsweise gemäß den 1 und 2 als auch in Verbindung mit einem drahtlosen oder drahtgebundenen Kommunikationssystem gemäß den 6a, 6b, 7a, 7b, 8 eingesetzt zu werden. Die Einzel-Modulationsalphabete M₁, M₂, ..., M_N' können dabei beispielsweise identisch zu den Teil-Modulationsalphabeten bzw. Einzel-Modulationsalphabeten sein, wie sie anhand der 6a, 6b, 7a und 7b beschrieben wurden. In anderen Worten, die Einzel-Modulationsalphabete M₁, M₂, ..., M_N' können beispielsweise Mengen von möglichen Einzel-Modulationssymbolen umfassen, die über einen Kanal des Kommunikationssystems übertragbar sind. Zusammenfassend gilt: M₁, M₂, ..., M_N' sind die N' Einzel-Modulationsalphabete.

Ferner sind Z₁, Z₂, ..., Z_M' M' Einzel-Quantisierungsalphabete. In anderen Worten, Z₁, Z₂, ..., Z_M' beschreiben die möglichen Werte an den Ausgängen des Schwellwertentscheiders bzw. Quantisierers (vgl. Schwellwertentscheider bzw. Quantisierer 150 gemäß 1; Analog/Digital-Wandler 640, 790 gemäß den 6a, 6b, 7a, 7b).

Somit gilt für Ausgangswerte z₀, z₁, z₂, z₃, z₄ bzw. z₁, z₂, ..., z_M bzw. z₁, z₂, ..., z_M': z₁ ∊ Z₁, z₂ ∊ Z₂, ..., z_M' ∊ Z_M'.

Das heißt, zumindest eines der Einzel-Quantisierungsalphabete (bevorzugt aber jedes der Einzel-Quantisierungsalphabete) beschreibt die möglichen Werte an dem Ausgang des jeweiligen Quantisierers bzw. Schwellwertentscheiders 150_0, 150_1, 150_2, 150_3, 150_4; 440_1, 640_2, ..., 640_N; 790_1, 790_2, ..., 790_N.

Ferner sei Z = Z₁ × Z₂ × ... × Z_M' ein Gesamt_Quantisierungsalphabet. In anderen Worten, es gilt: z = [z₁, z₂, ...z_M'] ∊ Z.

Im folgenden wird ein erfindungsgemäßes Verfahren zur Bestimmung des redundanten Raumcodes Schritt für Schritt beschrieben.

• 1. Setze M = M₁ × M₂ × ... × M_N', wobei |M| > 2^B.
  
  Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. der erfindungsgemäße Algorithmus zur Bestimmung des (redundanten) Raumcodes umfasst also in einem ersten Schritt ein Bestimmen eins Gesamt-Modulationsalphabets M. Zu diesem Zweck wird gesetzt: M = N₁ × M₂ × ... × M_N'.
• In anderen Worten, ein Gesamt-Modulationsalphabet M wird als ein Kreuzprodukt der N'-Einzel-Modulationsalphabete bestimmt.
• Dabei gilt für eine Mächtigkeit |M| des Gesamt-Modulationsalphabets M: |M| > 2^B.
• 2. Für alle z ∊ Z: bestimme das x^ (z), für das gilt:

In anderen Worten, es wird aus der Menge M, also aus dem Gesamt-Modulationsalphabet, dasjenige Element x^ bestimmt, für das eine bedingte Wahrscheinlichkeit Pr[z|x^ ], dass basierend auf der Kombination x^ von gesendeten Einzel-Modulationssignalen (oder basierend auf einer gesendeten Signalkombination) die Kombination z von empfangenen quantisierten Modulationssymbolen entsteht, maximiert ist.

Für diese Bestimmung wird bevorzugt für eine Mehrzahl von gesendeten Kombinationen x von Einzel-Modulationssymbolen (oder von beispielsweise binären Sende-Signalen) die bedingte Wahrscheinlichkeit Pr[z|x] für ein Auftreten der empfangenen quantisierten Kombination z von Modulationssymbolen bestimmt. Daraufhin wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel dasjenige gesendete Modulationssymbol x als der (der empfangenen Kombination von quantisierten Einzel-Modulationssymbolen z zugeordnete) Schätzwert

In anderen Worten, es wird somit ein Schätzwert x^ (z), bestimmt, der einem Schätzwert eines guten bzw. optimalen Schätzers bzw. Entscheiders entspricht, der die Kombination von quantisierten empfangenen Einzel-Modulationssymbolen z empfängt. Der Schätzwert x^ (z) beschreibt damit zumindest näherungsweise (bzw. liefert eine Abschätzung), welche Kombination von Einzel-Modulationssymbolen mit einer höchsten Wahrscheinlichkeit gesendet wurde, wenn empfängerseitig die Kombination z von empfangenen, quantisierten Modulationssymbolen vorliegt.

In anderen Worten, gemäß einer Schätzungsvorschrift x^ (z) wird zumindest einer Mehrzahl von Kombinationen z von empfangenen quantisierten Einzel-Modulationssymbolen (oder Kombinationen von empfangenen quantisierten Signalkombinationen), bevorzugt aber jeder Kombination z von empfangenen quantisierten Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen (aus dem Gesamt-Quantisierungsalphabet Z) ein Schätzwert x^ für eine gesendete Kombination von Einzel-Modulationssymbolen zugeordnet, auf der die empfangene quantisierte Kombination von Einzel-Modulationssymbolen z basiert.

• 3. Für alle x ∊ M bestimme folgende Menge: S(x) = {z|z ∊ Z und x^(z) ≠ x}. In anderen Worten, es werden für eine Mehrzahl von Kombinationen x (bevorzugt für alle Kombinationen x aus M) von gesendeten Einzel-Modulationssymbolen zugehörige Mengen S(x) bestimmt, die einer zugehörigen gesendeten Kombination x von Einzel-Modulationssymbolen zugeordnet sind, und die all diejenigen empfangenen quantisierten Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen z aus dem Gesamt-Quantisierungsalphabet Z umfassen, die gemäß der Schätzungsvorschrift auf eine andere als die gesendete Kombination x abgebildet werden.
• 4. Bestimme x' ∊ M, für das gilt:

In anderen Worten, es wird eine gesendete Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen (aus der Grundmenge M) identifiziert, die mit einer überdurchschnittlichen, bevorzugt maximalen, Wahrscheinlichkeit (bezogen auf die anderen gesendeten Kombinationen x von Einzel-Modulationssymbolen aus der Menge M) zu einer empfangenen quantisierten Kombination z von Einzel-Modulationssymbolen führt, die gemäß der Schätzvorschrift (die unter 2. beschrieben ist) auf einen falschen Schätzwert x^ (z) abgebildet werden (wobei die Menge S(x) die zu der Kombination x gehörigen unkorrekt zugeordneten Kombinationen von empfangenen und quantisierten Einzel-Modulationssymbolen beschreibt). Es wird im übrigen davon ausgegangen, dass ein Schätzwert x^ (z(x_gesendet)) falsch ist, wenn gilt: x^ (z(x_gesendet)) ≠ x_gesendet. In anderen Worten, ein Schätzwert ist falsch, wenn die aus der empfangenen Kombination z_empfangen von quantisierten Einzel-Modulationssymbolen geschätzte Kombination x^ (z_empfangen) nicht mit der tatsächlich gesendeten Kombination x_gesendet von Einzel-Modulationssymbolen, auf der die empfangene Kombination z_empfangen basiert, übereinstimmt.

Zu diesem Zweck wird eine Summe der Einzel-Wahrscheinlichkeiten gebildet, die jeweils beschreiben, mit welcher Wahrscheinlichkeit eine betrachtete Kombination x_i von gesendeten Einzel-Modulationssymbolen auf empfangene quantisierte Kombinationen z ∊ S(x) abgebildet werden, die gemäß der unter 2. beschriebenen Vorschrift für eine Bestimmung eines Schätzwerts x^ (z(x_i)) auf einen Schätzwert x^ abgebildet werden, so dass gilt x^ ≠ x_i.

In anderen Worten, aus den betrachteten Gesamt-Modulationsalphabet M (bzw. aus einem daraus abgeleiteten verkleinerten Modulationsalphabet M) wird diejenige Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen identifiziert, die im Hinblick auf eine Ableitung eines korrekten Schätzwerts x^ (z(z')) eine maximale Unzuverlässigkeit (oder zumindest eine überdurchschnittlich hohe Unzuverlässigkeit) mit sich bringt.

In anderen Worten, es wird aus der Menge M das „schlechteste" Element x' identifiziert, also diejenige gesendete Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen, die bei einer empfangsseitigen Schätzung basierend auf einer empfangenen quantisierten Kombination z von Einzel-Modulationssymbolen eine minimale oder zumindest unterdurchschnittliche Zuverlässigkeit aufweist.

In anderen Worten, es wird die gesendete Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen identifiziert, die empfängerseitig mit einer geringsten (oder zumindest einer unterdurchschnittlichen) Zuverlässigkeit, bezogen auf die Elemente der Menge M, beispielsweise basierend auf den dadurch hervorgerufenen empfangenen quantisierten Kombination von Einzel-Modulationssymbolen, korrekt rekonstruiert werden kann.

• 5. M ← M\{x'}, d.h. entferne x' aus M.

In anderen Worten, die identifizierte „schlechteste" Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen wird aus dem Gesamt-Modulationssymbol M entfernt, um ein neues, verkleinertes Modulationsalphabet M zu erhalten.

Das neue verkleinerte Modulationsalphabet M wird im übrigen bei einer möglichen Wiederholung der Schritte 2 bis 5 anstelle des Gesamt-Modulationsalphabets herangezogen. Somit wird das Modulationsalphabet M bei wiederholtem Durchlaufen der Schritte 2 bis 5 immer mehr verkleinert.

• 6. Solange |M| > 2^B, weiter bei 2.

In anderen Worten, das Verfahren wird ab dem Schritt 2 („Für alle z ∊ Z: bestimme das x^ (z), für das gilt: ...") widerholt, wobei für die Wiederholung anstelle des ursprünglichen Gesamt-Modulationsalphabets M das um die in dem fünften Schritt identifizierte unzuverlässige Kombination x' von Einzel-Modulationssymbolen verkleinerte Modulationsalphabet verwendet wird.

In dieser Weise wird das Modulationsalphabet M rekursiv so lange verkleinert, bis beispielsweise das Modulationsalphabet M eine Mächtigkeit von 2^B oder weniger als 2^B aufweist. Das Verfahren wird also beispielsweise rekursiv so oft wiederholt, bis die verkleinerte Menge M so viele Elemente umfasst, wie gleichzeitig über den Kanal übertragen werden.

Somit wird ein verkleinertes Modulationsalphabet M, das aus dem ursprünglichen Gesamt-Modulationsalphabet M = M₁ × M₂ × ... × M_N' basiert, erhalten.

Das verkleinerte Modulationsalphabet M_verkleinert wird daraufhin herangezogen, um die Abbildungsvorschrift der erfindungsgemäßen Vektorabbilder 140, 680, 780 einzustellen.

In anderen Worten, die Vektorabbilder 140, 680, 780 werden beispielsweise eingestellt, um die 2^B Kombinationen von Informationsbits auf die 2^B Elemente des verkleinerten Modulationsalphabets M_verkleinert abzubilden. Somit beschreibt das erfindungsgemäße Verfahren eine Methode, um zu bestimmen, welche der mehr als 2^B möglichen Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen durch die Vektorabbilder 140, 680, 780 verwendet werden.

Im Übrigen kann das erfindungsgemäße Verfahren in verschiedener Weise abgewandelt werden. Beispielsweise können in dem vierten Schritt mehrere unzuverlässige Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen x₁, x₂, ... x_p bestimmt werden. In diesem Fall können die mehreren bestimmten unzuverlässigen Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen in dem fünften Schritt gemeinsam aus dem Gesamt-Modulationsalphabet M bzw. aus einem in einem vorherigen Durchlauf des Algorithmus erhaltenen verkleinerten Modulationsalphabet M' erhalten werden.

Ferner können andere Abbruchbedingungen für das Verfahren verwendet werden. So kann beispielsweise die in dem vierten Schritt berechnete Wahrscheinlichkeit

10c zeigt im Übrigen ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signalcodierers 110 zum Erzeugen von N' parallelen binären Signalen (c₀, c₁, c₂, c₃, c₄; u₀, u₁, u₂, u₃, u₄) basierend auf B Informationsbits (b₀, b₁, b2, b₃) . Es wird dabei davon ausgegangen, dass der Signalcodierer einen Vektorabbilder zum nichtlinearen Abbilden von möglichen Bitmustern der B Informationsbits auf 2^B Signalkombinationen auf dem N' parallelen binären Signalen umfasst, wobei N' größer als B ist. Die gesendeten Signalkombinationen werden typischerweise über einen Kanal zu einem Empfänger übertragen, so dass bei dem Empfänger empfangene, quantisierte Empfangs-Signalkombinationen entstehen.

Das Verfahren 1080 gemäß der 10c umfasst in einem ersten Schritt 1082 ein Bestimmen einer unzuverlässigen Sende-Signal-Kombination der N' parallelen Signale aus einer Menge von möglichen Sende-Signalkombinationen, die mit einer überdurchschnittlich hohen Wahrscheinlichkeit (oder einer maximalen Wahrscheinlichkeit) (beispielsweise bezogen auf die anderen Sende-Signalkombinationen aus der Menge M) in einem falschen Schätzwert für die Signalkombination resultiert. In anderen Worten, es wird eine Sendesignalkombination x' bestimmt, die (beispielsweise bei Vorliegen von statistischen Signalstörungen bei der Übertragung) mit einer bestimmten (typischerweise vergleichsweise hohen) Wahrscheinlichkeit zu einem falschen Schätzwert x^ , der bei einem Empfänger erzeugt wird, führt.

In einem zweiten Schritt 1084 wird die in dem ersten Schritt 1082 bestimmte Sende-Signalkombination x' aus der Menge M von möglichen Sende-Signalkombinationen entfernt, um eine verkleinere Menge M von möglichen Sende-Signalkombinationen zu erhalten.

Daraufhin werden der erste Schritt 1082 und der zweite Schritt 1084 ein oder mehrmals wiederholt, wobei die in dem zweiten Schritt 1084 des Entfernens erhaltene verkleinerte Menge M von möglichen Sende_Signalkombinationen als die bei dem Bestimmen verwendete Menge von möglichen Sende-Signalkombinationen verwendet wird. In anderen Worten, die Menge M wird bei der Wiederholung der Schritte 1082, 1084 schrittweise verkleinert.

Bei dem Verfahren 1080 handelt es sich somit bevorzugterweise um ein rekursives Verfahren. Ein Abbruch des Verfahrens 1080 erfolgt beispielsweise, wenn die verkleinerte Menge M ausreichend klein ist, beispielsweise die Mächtigkeit 2^B oder eine geringere Mächtigkeit aufweist.

10d zeigt ferner ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signalcodierers zum Erzeugen einer Mehrzahl von Einzel-Modulationssymbolen x₁, x₂, ... x_N; x₁, x₂, ... x_N') basierend auf B Informationsbits (c₁, c₂ ..., c_B'; c₁, c₂, ... c_B). Es wird davon ausgegangen, dass der Signalcodierer einen Vektor-Abbilder zum nichtlinearen Abbilden von möglichen Bitmustern der B Informationsbits auf 2^B verschiedene Sende-Kombinationen bestehend aus zumindest zwei Einzel-Modulationssymbolen gemäß einer Abbildungsvorschrift umfasst. Es wird davon ausgegangen, dass die 2^B verschiedenen Kombinationen eine echte Teilmenge eines Gesamt-Modulationsalphabets darstellen, wobei das Gesamt-Modulationsalphabet durch ein Kreuzprodukt von Mengen (beispielsweise Mengen M₁, M₂, ... M_N) von tatsächlich auftretenden Modulationswerten der zumindest zwei Einzel-Modulationssymbole gebildet ist. Es wird ferner davon ausgegangen, dass der Signalcodierer ausgelegt ist, um über einen Kanal die Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen zu einem Empfänger zu übertragen, so dass von dem Empfänger empfangene, quantisierte Empfangs-Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen entstehen.

Das Verfahren 1090 gemäß der 10d umfasst in einem ersten Schritt 1092 ein Bestimmen zumindest einer unzuverlässigen Sendekombination x' von Einzel-Modulationssymbolen aus einer Menge M von möglichen Sendekombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, die mit einer überdurchschnittlich hohen Wahrscheinlichkeit (oder einer maximalen Wahrscheinlichkeit im Bezug auf andere mögliche Sendekombinationen von Einzelmodulationssymbolen aus der Menge von möglichen Sendekombinationen) in einem falschen Schätzwert x^ für eine Kombination von gesendeten Einzel-Modulationssymbolen resultiert. Ein Schätzwert x^ gibt dabei beispielsweise eine Sendekombination an, die unter allen Sendekombinationen an wahrscheinlichsten zu einer bestimmten Empfangskombination führt.

Das Verfahren 1090 umfasst ferner in einem zweiten Schritt 1094 ein Entfernen der in dem ersten Schritt 1092 bestimmten Sendekombination x' von Einzel-Modulationssymbolen aus der Menge M von möglichen Sendekombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, um eine verkleinerte Menge M von möglichen Sendekombinationen von Einzel-Modulationssymbolen zu erhalten.

Das Verfahren 1090 umfasst ferner ein einmaliges oder mehrmaliges Wiederholen der Schritte 1092, 1094 des Bestimmens und Entfernens. Dabei wird die in dem Schritt 1094 des Entfernens erhaltene verkleinerte Menge M von möglichen Sendekombinationen von Einzel-Modulationssymbolen bei dem Wiederholen des ersten Schrittes 1092 des Bestimmens als neue Menge von möglichen Sendekombinationen von Einzel-Modulationssymbolen verwendet.

In anderen Worten, im Rahmen der Ausführung des Verfahrens 1090 wird die Menge M schrittweise verkleinert. Dabei wird anfangs die Menge M das Gesamt-Modulationsalphabet verwendet, aus der dann in dem Schritt 1094 zumindest eine (möglicherweise aber auch mehrere) unzuverlässige Sendekombination x' von Einzel-Modulationssymbolen entfernt wird, um eine verkleinerte Menge M zu erhalten. Bei einer darauffolgenden erneuten Ausführung des Schritts 1092 wird die verkleinerte Menge M verwendet.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass die erfindungsgemäßen Verfahren sowohl zur Einstellung der Abbildungsvorschrift der in den erfindungsgemäßen Signalcodierern verwendenden Vektorabbilder als auch zur Einstellung der Abbildungsvorschrift der in den erfindungsgemäßen Signaldecodierern verwendeten Vektorabbilder verwendet werden kann.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass x^ (z) beispielsweise eine Sendekombination bezeichnet, die unter allen möglichen Senekombinationen mit einer höchsten Wahrscheinlichkeit zu der empfangenen quantisierten Kombination z von Einzel-Modulationssymbolen führt. Die Menge S(x) beschreibt beispielsweise eine Menge von empfangenen, quantisierten Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen, die durch eine Schätzung, also durch Bildung eines Schätzwerts x^ (z), auf einen Schätzwert x^ abgebildet werden, der sich von dem Wert der Sendekombination x unterscheidet.

Es im Übrigen darauf hingewiesen, dass an die Stelle der Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen jeweils auch (beispielsweise binäre) Signalkombinationen treten können, wenn beispielsweise ein drahtgebundenes Übertragungssystem gemäß den 1 oder 2 verwendet wird.

7 zeigt ferner ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signaldecodierers zum Erzeugen von B Informationsbits aus N' parallelen binären Signalen. Das Verfahren kann beispielsweise in Verbindung mit einem Signaldekodierer 120 ausgeführt werden, wie dieser anhand der 1 bis 5 beschrieben wurde. Es wird also davon ausgegangen, dass der Signaldekodierer 120 einen Vektorabbilder 152 zum nichtlinearen Abbilden von Signalkombinationen der N' parallelen binären Signale (z₀, z₁, z₂, z₃, z₄) auf Kombinationen von B-Informationsbits (b^ ₀, b^ ₁, b^ ₂, b^ ₃) umfast, wobei gilt: N' > B. Es wird ferner davon ausgegangen, dass der Vektorabbilder 152 so ausgelegt ist, dass unterschiedliche der Signalkombinationen der N' parallelen binären Signale (z₀, z₁, z₂, z₃, z₄) auf gleiche Kombinationen der B Informationsbits abgebildet werden, so dass eine von dem Vektorabbilder pro Zeiteinheit insgesamt ausgegebene Datenmenge kleiner ist als eine pro Zeiteinheit in den Vektorabbilder über die N' parallelen binären Signale eingegebene Datenmenge. Das Verfahren gemäß der 11 ist in seiner Gesamtheit mit 1100 bezeichnet. Das Verfahren 1100 umfasst in einem ersten Schritt 1110 ein Senden von 2^B-unterschiedlichen Signalkombinationen an den Signaldekodierer. Das Verfahren umfasst ferner in einem zweiten Schritt 1120 ein Analysieren der sich am Eingang des Signaldecodierers ergebenden Empfangssignale (y₀, y₁, y₂, y₃, y₄), um ein Analyseergebnis zu erhalten. Das Verfahren 1100 umfasst ferner in einem dritten Schritt 1130 ein Einstellen der Abbildungsvorschrift abhängig von dem Analyseergebnis.

11B zeigt ein Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Konfigurieren eines Signaldecodierers zum Erzeugen von B Informationsbits basierend auf einer Mehrzahl von Einzel-Modulationssymbolen. Das Verfahren gemäß der 11B kann beispielsweise mit einem Signaldekodierer 820 gemäß der 8 eingesetzt werden. Es wird hierbei davon ausgegangen, dass der Signaldekodierer 820 einen Vektorabbilder 890 zum nichtlinearen Abbilden von Kombinationen bestehend aus zumindest zwei Einzel-Modulationssymbolen auf Kombinationen von B Bits (c₁, c₂, ..., c_B) gemäß einer Abbildungsvorschrift umfasst. Es wird ferner angenommen, dass der Vektorabbilder 890 so ausgelegt ist, dass unterschiedliche der Kombinationen der Einzel-Modulationssymbole (z₁, z₂, ..., z_N) auf gleiche Kombinationen der B Informationsbits abgebildet werden, und dass der Signaldekodierer ausgelegt ist, um intern Kombinationen der Einzel-Modulationssymbole aus einem Gesamtmodulationsalphabet zu unterscheiden, wobei das Gesamt-Modulationsalphabet mehr als 2^B verschiedene Kombinationen von Einzel-Modulationssymbolen (z₁, z₂, ..., z_N) umfasst.

Das Verfahren gemäß der 11B ist in seiner Gesamtheit mit 1150 bezeichnet. Das Verfahren umfasst in seinem ersten Schritt 1160 ein Senden von 2^B unterschiedlichen Kombinationen von Einzelmodulationssymbolen x₁, x₂, ..., x_N an dem Signaldekodierer. Das Verfahren 1150 umfasst in einem zweiten Schritt 1170 ein Analysieren der sich an einem Eingang des Signaldecodierers 820 ergebenden Empfangssignale, um ein Analyseergebnis zu erhalten. Das Verfahren 1150 umfasst ferner in einem dritten Schritt 1180 zum Einstellen der Abbildungsvorschrift abhängig von dem Analyseergebnis.

Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass die Verfahren 1000, 1150, 1100, 1150 um all diejenigen Schritte und Merkmale erweitert bzw. ergänzt werden können, die im Rahmen der erfindungsgemäßen Vorrichtungen im Hinblick auf eine Einstellung der Abbildungsvorschrift bzw. im Hinblick auf eine Auswahl des Modulationsalphabetes erläutert wurden.

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen und die erfindungsgemäßen Verfahren können in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, beispielsweise einer Diskette, einer CD, einer DVD, einem ROM, einem PROM, eine, EPROM, einem EEPROM oder einem FLASH-Speicher mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die vorliegende Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung eines oder mehrerer der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computerprogramm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung zumindest eines der Verfahren realisiert werden, wenn das Computer-Programm auf einem Computer abläuft.

Im Folgenden wird die vorliegende Erfindung noch einmal kurz zusammengefasst. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung wird eine zuverlässige digitale Kommunikation über Mehrkanalsysteme mit grober Empfangssignalquantisierung (Analog/Digital-Wandlung) ermöglicht. Mehrkanalsysteme sind in der Praxis häufig vorzufinden, wie beispielsweise bei einem leitungsgeführten Kommunikationssystem, welches mehrere Leitungen in einem Kabel gleichzeitig benutzt, oder bei einem Funkübertragungssystem, bei welchem mehrere Antennen, sowohl beim Sender als auch beim Empfänger gleichzeitig eingesetzt werden.

Eine Kommunikation über einen Mehrkanalssystem mit grober Analog-Digital-Wandlung beim Empfänger ist nach derzeitigem Stand der Technik nicht möglich und wird durch die beschriebene Erfindung erst möglich gemacht. Dies liegt darin begründet, dass einschlägige Verfahren der digitalen Kommunikationstechnik von einer hochauflösenden Analog/Digital-Wandlung bei Empfänger abhängig sind. Die Auflösung von technischen Analog/Digital-Wandlern (A/D-Wandlern) ist jedoch begrenzt. Vor allem A/D-Wandler mit sehr hoher Geschwindigkeit stehen nur mit relativ geringer Auflösung zur Verfügung. Gerade bei Mehrkanalsystemen kann es daher vorkommen, dass ein hoch auflösender A/D-Wandler für die geforderte Übertragungsrate nicht verfügbar ist.

Durch die hier beschriebene Erfindung wird es ermöglicht, auf hochauflösende A/D-Wandler zu verzichten. Es ist sogar möglich, mit der gröbst-möglichen Auflösung von nur einem Bit eine erfolgreiche Kommunikation aufzusetzen. In der vorliegenden Beschreibung wurde neben einer Skizierung des technischen Umfelds sowohl die technische Aufgabe als auch deren Lösung durch die Erfindung beschrieben.

Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass die vorliegende Erfindung wesentliche Systemkomponenten (beispielsweise einen Signalkodierer und einen Signaldekodierer) schafft, die eine zuverlässige Kommunikation über einen drahtgebundenen oder drahtlosen Kanal, auch bei Vorliegen einer empfangsseitigen groben Quantisierung ermöglicht. Die vorliegende Erfindung stellt somit eine Lösung für die technische Aufgabe dar, trotz des Fehlens genügend hoch auflösender A/D-Wandler einschlägige Verfahren der Signalverarbeitung und Kanalcodierung zu einer erfolgreichen Kommunikation einzusetzen. In anderen Worten, die vorliegende Erfindung löst die technische Aufgabe, einschlägige Verfahren der Kanalcodierung und Signalverarbeitung, die herkömmlicherweise eine hochauflösende A/D-Wandlung benötigen, auch mit grober A/D-Wandlung einsatzfähig zu machen.

• [1] J. G. Proakis, Digital Communications, 3rd Edition, McGraw-Hill, ISBN 0-07-113814-5, 1995.
• [2] I. E. Telatar, "Capacity of multi-antenna gaussian channels", European Transactions on Telecommunications, 10(6): 585–596, November 1999.
• [3] M. Joham, W. Utschick, and J.A. Nossek. "Linear transmit processing in MIMO communications systems", IEEE Transactions on Signal Processing, 53(8): 2.700–2.712, August 2005.
• [4] R. K. Y. Jiang and A. C. Singer, "On the separability of demodulation and decoding for communications over multiple-antenna block-fading channels", IEEE Transactions on Information Theory, 49 (10): 2.709–2.712, Oktober 2003.