Für diese Anmeldung wird die Priorität der provisorischen US-Patentanmeldung Nr. 60/803,873 mit dem Titel "Systems, Methods, and Apparatuses for Complementary Metal Oxide Semiconductor (CMOS) Antenna Switches Using Switched Resonators", angemeldet am 04. Juni 2006, beansprucht, deren Offenbarung durch Bezugnahme hier eingeschlossen ist.

Die Erfindung betrifft im Allgemeinen Antennenschalter, und insbesondere CMOS-(complemetary metal Oxide semiconductor) Antennenschalter.

Im letzten Jahrzehnt ist die Industrie für kabellose Kommunikation stark gewachsen, wodurch wiederum die industrielle Entwicklung integrierter Schaltungen (IC = integrated circuit) beschleunigt wurde. Insbesondere wurden im Bereich der IC-Industrie viele mobile Anwendungssysteme wie rauscharme Verstärker (LNAs = low noise amplifier), Mischer, spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO = voltagecontrolled oscillator) in CMOS-Technologie integriert. Zwei bedeutende mobile Anwendungsbauteile-Leistungsverstärker (PAs = power amplifier) und Hochfrequenz-(HF-)Schalter – wurden jedoch noch nicht kommerziell in CMOS-Technologie ausgeführt.

Jedoch bewegt sich die Forschung schnell in Richtung in CMOS-Technologie ausgeführter Leistungsverstärker. Beispielsweise zeigt die aktuelle Forschung, dass ein CMOS-Leistungsverstärker machbar ist und geeignet ist, für mobile Kommunikationen eine bedeutende Leistung, vielleicht bis zu 2 W, bereitzustellen.

Somit besteht, wenn der Leistungsverstärker in CMOS-Technologie ausgeführt wird, ein Bedarf nach einem HF-Schalter in CMOS-Technologie.

Jedoch gibt es bei der aktuellen CMOS-Technologie eine Vielzahl Schwierigkeiten für deren Anwendung auf HF-Schalter. Zum Beispiel wurde aufgrund der Materialeigenschaften von CMOS, einschließlich verlustbehafteter Substrate und niedriger Durchschlagsspannungen aufgrund geringer Mobilität der Elektronen, verhindert, dass CMOS-Technologie für HF-Schalter verwendet wurde, für die Multibandbetrieb, hohe Leistungspegel und/oder Integration mit anderen Geräten und Schaltungen erforderlich ist.

Mit Ausführungsformen der Erfindung können CMOS-HF-Schalter geschaffen werden, die als CMOS SP4T-Schalter bezeichnet werden können. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann der CMOS-HF-Schalter mittels einer Vielzahl von Prozessen hergestellt werden, einschließlich eines 0,18 &mgr;m-Prozesses. Es können auch andere Prozesse verwendet werden, ohne von den Ausführungsformen gemäß der Erfindung abzuweichen. Um in einem Multibandbetrieb (beispielsweise bei ungefähr 900 MHz und 1,9 GHz) eine hohe Nennbelastbarkeit des CMOS-HF-Schalters vorzusehen, wird ein LC-geschaltetes Resonatorschema für die Empfangsschaltung verwendet. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann der CMOS-HF-Schalter bei einem oder mehreren Bändern, einschließlich Multiband (z.B. 900 MHz und 1,9 GHz) im Sendemodus (TX) eine höhere Sperrfähigkeit sowie im Empfangsmodus (RX) einen niedrigen Einfügungsverlust vorsehen. Als Beispiel kann der CMOS-HF-Schalter bei einem Pegel P 1 dB Watt Nennbelastbarkeit jeweils bei 900 MHz und 1,9 GHz bei einem Einfügungsverlust von – 1,4dB auf beiden Bändern (900 MHz und 1,9 GHz) im TX-Modus erreichen. Gleichermaßen kann der CMOS-HF-Schalter im RX-Modus ebenfalls jeweils bei ungefähr 900 MHz und 1,9 GHz einen Einfügungsverlust von 0,9 dB und –1,4 dB erreichen.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Verfahren zum Herstellen eines CMOS-Antennenschalters vorgesehen. Das Verfahren kann umfassen: Herstellen einer Antenne, die geeignet ist, Signale über wenigstens ein Hochfrequenz-(HF-)Band zu senden und zu empfangen, und Koppeln der Antenne mit einem Sendeschalter, wobei der Sendeschalter aktiviert wird, um ein erstes Signal an die Antenne zu senden, und deaktiviert wird, um das Senden des ersten Signals an die Antenne zu verhindern. Das Verfahren kann weiter umfassen: Koppeln der Antenne mit einem Empfangsschalter, der ein Filter bildet, wenn er aktiviert wird, und einen Resonanzkreis, wenn er deaktiviert wird, wobei das Filter das Empfangen eines zweiten von der Antenne empfangenen Signals vorsieht, und wobei der Resonanzkreis das Empfangen wenigstens des ersten Signals sperrt.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist ein System für einen CMOS-Antennenschalter vorgesehen. Das System kann eine Antenne aufweisen, die Signale über wenigstens ein Hochfrequenz-(HF-)Band senden und empfangen kann, und einen Sendeschalter, der mit der Antenne gekoppelt ist, wobei der Sendeschalter aktiviert wird, um ein entsprechendes erstes Signal an die Antenne zu senden, und deaktiviert wird, um das Senden des ersten Signals an die Antenne zu verhindern, und einen mit der Antenne gekoppelten Empfangsschalter, wobei der Empfangsschalter ein Filter bildet, wenn er aktiviert ist, und einen Resonanzkreis, wenn er deaktiviert ist, wobei das Filter das Empfangen eines zweiten von der Antenne empfangenen Signals vorsieht, und wobei der Resonanzkreis das Empfangen wenigstens des ersten Signals sperrt.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist ein System für einen CMOS-Antennenschalter vorgesehen. Das System kann eine Antenne aufweisen, die bei einer Vielzahl von Hochfrequenz-(HF)-Bändern betrieben werden kann. Das System kann weiter Mittel zum Senden erster Signale an die Antenne und Mittel zum Empfangen zweiter Signale von der Antenne aufweisen, wobei das Mittel zum Empfangen ein Filter bildet, wenn das Mittel zum Empfangen betriebsbereit ist, und wobei das Mittel zum Empfangen einen Resonanzkreis bildet, wenn das Mittel zum Senden betriebsbereit ist.

Nachdem die Erfindung allgemein beschrieben wurde, wird nun auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, welche nicht unbedingt maßstabsgetreu sind, und in denen:

1A und 1B vereinfachte Betriebsweisen eines Empfangsschalters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellen;

2 einen CMOS-Schalter unter Verwendung eines geschalteten Resonators in einem TX-Modus gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt;

3 einen CMOS-Schalter unter Verwendung eines geschalteten Resonators in einem RX-Modus gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt;

4A einen mehrfach gestapelten Schalter bei einem TX-Pfad gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt;

4B ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines eingeschalteten Schalters unter Verwendung eines Body Floating-Technik-Schalters mit Signalfluss gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt;

5 Simulationsergebnisse für einen beispielhaften Empfangsschalter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt; und

6A und 6B Simulationsergebnisse für einen beispielhaften Empfangsschalter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellen.

Die Erfindung wird nun genauer unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen einige, aber nicht alle Ausführungsformen der Erfindung dargestellt sind. Diese Erfindungen können nämlich in vielen unterschiedlichen Formen verkörpert sein und sollten nicht als auf die hier beschriebenen Ausführungsformen eingeschränkt erachtet werden. Es werden durchgängig gleiche Bezugsziffern verwendet, um gleiche Elemente zu kennzeichnen.

Ausführungsformen der Erfindung können CMOS-HF-Antennenschalter vorsehen, welche auch als SP4T CMOS-Schalter bezeichnet werden können. Die CMOS-HF-Antennenschalter gemäß Ausführungsformen der Erfindung können eine oder mehrere der folgenden Eigenschaften aufweisen: Multibandbetrieb, hohe Leistungs-Nennbelastbarkeit und/oder Integration mit anderen Geräten und Schaltungen. Im Allgemeinen kann der CMOS-Antennenschalter wenigstens einen Empfangsschalter und wenigstens einen Sendeschalter aufweisen. Für den Empfangsschalter können ein oder mehrere geschaltete Resonatoren verwendet werden, wie unten genauer beschrieben wird. Für den Sendeschalter kann eine Körpersubstratabstimmtechnik verwendet werden, wie ebenfalls unten genauer beschrieben wird.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird nun der CMOS-HF-Antennenschalter, und insbesondere das Bauteil Empfangsschalter des HF-Antennenschalters genauer unter Bezugnahme auf 1–3 beschrieben. 1A und 1B stellen ein Beispiel einer Betriebsart eines vereinfachten CMOS-HF-Antennenschalters mit einem Sendeschalter 102 und einem Empfangsschalter 104 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dar. Wie in den 1A und 1B dargestellt, kann ein CMOS-HF-Antennenschalter eine Antenne 100 in Verbindung mit wenigstens einem Sendeschalter 102 und wenigstens einem Empfangsschalter 104 aufweisen. Wenn, wie in 1A dargestellt ist, der Sendeschalter auf EIN (z.B. aktiviert) steht, wodurch ein Sendesignal an die Antenne 100 geliefert wird, ist der Empfangsschalter 104 AUS (z.B. deaktiviert). Gleichermaßen ist, wie in 1B dargestellt, wenn der Empfangsschalter auf EIN (z.B. aktiviert) steht, wodurch der Empfang eines Empfangssignals von der Antenne 100 ermöglicht wird, der Sendeschalter 102 AUS (z.B. deaktiviert). Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann die Antenne eine einzelne Multi-Mode-(z.B. RX und TX), Multibandantenne sein, obwohl gemäß anderen Ausführungsformen der Erfindung eine Vielzahl unterschiedlicher Antennen verwendet werden kann.

Weiter unter Bezugnahme auf 1A und 1B kann der Empfangsschalter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung in Form eines geschalteten Resonators vorliegen. Der geschaltete Resonator kann deutlich unterschiedliche äquivalente Schaltkreise aufweisen, abhängig jeweils davon, ob der Empfangsschalter 102 EIN oder AUS ist. In 1A kann, wenn der Empfangsschalter 104 AUS ist, ein LC-Resonanzkreis gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gebildet sein. Der LC-Resonanzkreis kann das Sendesignal, das von dem Sendeschalter 102 im EIN-Zustand gesendet wird, sperren, wodurch die Leistung des Signals, das über die Antenne 100 gesendet wird, maximiert wird. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann der LC-Resonanzkreis wenigstens eine Spule 106 parallel zu wenigstens einem Kondensator 108 aufweisen. Der Wert der Spule 106 kann ausreichend groß sein, beispielsweise über 5 nH, abhängig von der gewünschten Betriebsfrequenz des Resonanzkreises. Es wird darauf hingewiesen, dass, obwohl in 1A der LC-Resonanzkreis als Parallelresonanzkreis dargestellt ist, in anderen Ausführungsformen der Erfindung ebenfalls ein Reihenresonanzkreis verwendet werden kann (z.B. ein RLC-Resonanzkreis).

Andererseits kann gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, wie in 1B, ein Filter gebildet werden, wenn der Empfangsschalter 104 EIN ist. Das Filter kann gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ein Tiefpassfilter mit bestimmten Grenzfrequenzeigenschaften sein. Des Weiteren kann das Filter bei der gewünschten Betriebsfrequenz einen sehr kleinen Spulenwert 110 aufweisen, um einen niedrigen Einfügungsverlust vorzusehen. Dementsprechend kann das Filter 104 den Empfang mit geringem Einfügungsverlust wenigstens eines Bereichs des von der Antenne 100 gelieferten Empfangssignals vorsehen. Obwohl das oben beschriebene Filter als Tiefpassfilter dargestellt ist, wird darauf hingewiesen, dass in anderen Ausführungsformen der Erfindung das Filter ein Bandpassfilter, Hochpassfilter oder Ähnliches sein kann.

In 2 ist ein Beispiel einer Betriebsart eines HF-Antennenschalters 200 im Sende-(TX-)Modus dargestellt. Insbesondere ist in 2 eine Antenne 100 in Verbindung mit dem Sendeschalter 102 und dem Empfangsschalter 104 enthalten. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann der Sendeschalter 102 Signalwege für ein oder mehrere Sendesignale aufweisen. Zum Beispiel können, wie in 2A, zwei Signalwege vorhanden sein – das heißt, Signalwege TX1 und TX2, die jeweils von Schalter M1 204 und M2 206 gesteuert werden. Die Schalter M1 204 und M2 206 können einen oder mehrere CMOS-Schalter aufweisen. Gleichermaßen kann der Empfangsschalter 104 Signalwege RX1 und RX2 aufweisen, wie durch Schalter M3 208, M4 210, M5 212, M6 214, M7 216, M8 218 und M9 220 gesteuert, welche jeweils einen oder mehrere CMOS-Schalter aufweisen können.

In 2 ist gemäß einer Ausführungsform der Erfindung der HF-Antennenschalter 200 als im TX-Modus im Betrieb für Signalweg TX1 dargestellt. Mit dieser TX-Modus-Anwendung für den Sendeschalter 102 ist der Schalter M1 204 geschlossen und der Schalter M2 206 geöffnet. Des Weiteren bildet der Empfangsschalter 104 einen Resonanzkreis, welcher unten genauer beschrieben wird, durch Schließen der Schalter M3 208, M4 210, während die Schalter M5 212, M6 214 und M7 216 geöffnet werden, um bei Knoten 232 einen hohen Impedanzpunkt vorzusehen. Des Weiteren können, obwohl dies in 2 nicht dargestellt ist, die Schalter M8 218 und M9 220 ebenfalls geschlossen werden, um Lecksignale zur Masse abzuleiten, um den rauscharmen Verstärker (LNA = low-noise amplifier) vor derartigen Lecksignalen zu schützen. Der Fachmann wird in 2 erkennen, dass statt Signalweg TX1 auch Signalweg TX2 hätte aktiviert werden können, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen. Es wird ebenfalls darauf hingewiesen, dass die Anordnung des Sendeschalters 102 und des Empfangsschalters 104 einschließlich der Anzahl von Sende- und Empfangspfaden geändert werden kann, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen.

Bei der in 2 dargestellten Ausführungsform kann die Nennbelastbarkeit des Sendeschalters 102 auf der Impedanz des Resonanzkreises und der Source-zu-Drain-Durchschlagspannung der kaskadierten Schalter M5 212, M6 214, M7 216 des Empfangsschalters 104 basieren. Anders formuliert kann die maximale Sendeleistung des Sendeschalters 102 von den Impedanz- und Durchschlageigenschaften des Empfangsschalters 104 abhängen.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann der Resonanzkreis ein LC-Parallelresonanzkreis sein, der von den Spulen L1 222 und L2 224 parallel zu dem Kondensator C1 226 gebildet ist. Um das gewünschte Sperren während der TX-Modus-Anordnung vorzusehen, um die Sendesignalleistung zu optimieren, kann der Induktivitätswert der Spule L2 224 ausreichend groß sein. Jedoch kann das Verhältnis der Werte der Spulen L1 222 und L2 224 mit der Nennbelastbarkeit des Sendeschalters 102 in Bezug stehen. Dementsprechend kann, wenn der Wert von L1 222 zu klein ist, eine große Spannungsschwingung oberhalb der Source-zu-Drain-Durchschlagsspannung der Schalter M5 212, M6 214 und/oder M7 216, welche offen sein sollten, um bei Knoten 232 einen hohen Impedanzpunkt vorzusehen, liegen. Somit kann der Wert der Spule L1 222 so gewählt werden, dass die optimale Spannungsschwingung für den TX-Modus und ein niedriger Einfügungsverlust für den RX-Modus erhalten wird.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird in 3 der Betrieb eines HF-Antennenschalters 300 im Empfangs-(RX-)Modus dargestellt. Wie in 3 dargestellt, ist sowohl Schalter M1 204 als auch Schalter M2 206 des Sendeschalters 102 geöffnet, um die Antenne 100 jeweils von den Sendesignalpfaden TX1 und TX2 zu isolieren. Jedoch sind durch das Aktivieren des Empfangssignalwegs RX1 die Schalter M3 208, M4 210 und M8 218 offen, während die Schalter M5 212 und M6 214 geschlossen sind. Um ein Lecksignal zur Masse abzuleiten, um den rauscharmen Verstärker (LNA) zu schützen, kann Schalter M9 220 geschlossen sein. Der Fachmann wird erkennen, dass statt Signalpfad RX1 auch Signalpfad RX2 aktiviert sein könnte, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen.

Weiter unter Bezugnahme auf 3 kann unter Verwendung der Spule L1 222 und des Kondensators C2 228 ein Tiefpassfilter gebildet werden. Wenn ein geringer Einfügungsverlust das Hauptmerkmal ist, kann der Wert der Spule L1 222 so klein wie möglich sein. Jedoch beeinflusst, wie oben unter Bezug auf 2 beschrieben, der Wert der Spule L1 222 die Spannungsschwingung des TX-Modus, und somit kann der Wert der Spule L1 222 so gewählt werden, dass für den TX-Modus eine optimale Spannungsschwingung und für den RX-Modus ein niedriger Einfügungsverlust vorgesehen wird.

Wie unter Bezugnahme auf 1–3 beschrieben, kann der Empfangsschalter 104 (z.B. geschalteter Resonator) im TX-Modus einen LC-Resonator und im RX-Modus ein LC-Tiefpassfilter vorsehen. Des Weiteren können, wie in 2 und 3 dargestellt ist, zwei Sendesignalpfade TX1 und TX2 und zwei Empfangssignalpfade RX1 und RX2 vorgesehen werden. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass weniger Sende- oder Empfangspfade je nach Wunsch enthalten sein können, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung können TX1 und RX1 für GSM-Band-(z.B. 900 MHz) Verbindungen vorgesehen sein, und TX2 und RX2 können für DCS/PCS-Band-(z.B. 1,9 GHz) Verbindungen vorgesehen sein, obwohl ebenfalls andere Bänder verwendet werden können. Des Weiteren können auch mehr als zwei Bänder, beispielsweise drei oder vier Bänder, unterstützt werden, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen.

Mit Anstieg der Anzahl von Signalpfaden der Antenne 100 kann jedoch die Nennbelastbarkeit des Sendeschalters 102 fallen. Dementsprechend kann es bei einem Einfachpol-Mehrbetätigungsschalter wünschenswert sein, die Anzahl an Signalpfaden der Antenne 100 zu senken. Zum Beispiel können sich, wie in 2 und 3 dargestellt, RX1 und RX2 am Eingang der Antenne 100 des Empfangsschalters einen LC-Parallelresonator teilen, wobei der LC-Parallelresonator aus den Spulen L1 222, L2 224 und dem Kondensator C1 226 besteht. Wie oben beschrieben, kann der LC-Parallelresonator das Senden von Signalen von TX1 und TX2 bei jedem Band sperren. Statt eines geschalteten Resonators mit zwei geschalteten Sendenullen bei Dualbändern kann der oben beschriebene LC-Parallelresonator nur eine Sendenull aufweisen, welche gemäß einer Ausführungsform der Erfindung bei einem Breitband bei 1,5 GHz liegen kann. Des Weiteren kann der parallele LC-Resonator jeweils bei 900 MHz, 1,5 GHz und 1,9 GHz einen Reflexionsverlust von –13 dB, –25 dB und –14 dB vorsehen.

Nun wird der Sendeschalter 102 aus 2 und 3 genauer unter Bezugnahme auf 4A und 4B beschrieben. Insbesondere in 4A ist eine Struktur eines Sendeschalters 102 für den Schalter M1 204 bei TX1 und den Schalter M2 206 bei TX2 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Wie in 4A dargestellt, können die Schalter M1 204 und M2 206 gestapelte Transistoren, wie beispielsweise CMOS-Transistoren 402, 404 und 406 aufweisen, die von der Source zum Drain (z.B. kaskadiert) gestapelt sind. Durch Stapeln der Transistoren 402, 404 und 406 von der Source zum Drain kann die kumulative Durchschlagspannung erhöht werden, da sie zwischen den Transistoren 402, 404 und 406 geteilt wird, wodurch eine höhere Leistungssperrfähigkeit vorgesehen wird. Eine derartige hohe Leistungssperrfähigkeit kann zum beispiel bei Schalter M2 206 bei TX2 erforderlich sein, wenn der Schalter M1 204 bei TX1 geschlossen wird, um ein Signal zu senden. Obwohl in 4 drei gestapelte Transistoren dargestellt sind, wird darauf hingewiesen, dass weniger oder mehr ebenfalls kaskadiert werden können.

Jedoch kann durch Stapeln der Transistoren 402, 404 und 406 der Einfügungsverlust des Sendeschalters 102 erhöht werden. Somit kann, wie in 4A dargestellt, eine Body-Floating-Technik, welche das Verbinden hoher Widerstandswerte 408, 410 und 412 auf dem Körpersubstrat aufweist, für den Sendeschalter 102 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet werden. Mit einer derartigen Body-Floating-Technik kann für die Transistoren 402, 404 und 406 eine tiefe N-Brunnen-Struktur, beispielsweise ein 0,18 &mgr;m CMOS-Prozess, welche gegen mögliche Latchups aufgrund des Verbindens hoher Widerstandswerte 408, 410, 412 auf dem Körpersubstrat immun sein können. Die Widerstände 408, 410, 412, welche ebenfalls als Body-Floating-Widerstände bezeichnet werden können, können den Einfügungsverlust durch Sperren von Leckstrom zu der Masse des Substrats verringern.

In 4B ist der Signalfluss bei einem Einstufenschalter dargestellt, zum Beispiel Transistoren 402, 404 oder 406. Mit dem Anstieg der Größe eines Transistors 402, 404, 406 wird der parasitäre Kapazitätswert so groß, dass ein parasitärer Kondensator Source-zu-Körper 452 und Drain-zu-Körper 454 mit Body-Floating-Widerstand 456 als Signalpfad c im EIN-Zustand verwendet werden kann. Ist der Körper jedoch geerdet, wird der Signalpfad c in 4B zur Masse umgeleitet, was eine Verschlechterung des Einfügungsverlusts zur Folge hat.

In 5 sind Simulationsergebnisse für einen beispielhaften Multiband-(z.B. 900 MHz, 1,9 GHz) Empfangsschalter 104 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Diese Simulationsergebnisse stellen den Einfügungsverlust 502, die Isolation 504 von der Antenne 100 zu TX und die Isolation 506 zwischen RX1 und RX2 dar. Insbesondere wird der Einfügungsverlust 502 durch die durchgehende obere Linie dargestellt. Die Isolation 504, die zwischen der Antenne 100 und dem TX gemessen wurde, ist durch die mittlere Linie dargestellt. Gleichermaßen ist die Isolation 506 zwischen RX1 und RX2 durch die untere Linie dargestellt.

In 6 sind die Simulationsergebnisse für den Betrieb eines beispielhaften Mehrband-Sendeschalters 102 dargestellt. Insbesondere zeigen die Simulationsergebnisse in 6A die Nennbelastbarkeit, wohingegen in 6B die Isolation von der Antenne 100 zu RX dargestellt ist. Sowohl in 6A als auch 6B stellen die durchgehenden Linien Simulationen bei einem ersten Band von 1,9 GHz dar, wohingegen die umkringelten Linien Simulationen bei einem zweiten Band von 900 MHz darstellen.

Der Fachmann wird erkennen, dass die Simulationsergebnisse nur als Beispiel dienen. Der Sendeschalter 102 und der Empfangsschalter 104 können ebenfalls für den Betrieb auf anderen Bändern ausgebildet sein. Dementsprechend können die Simulationsergebnisse ebenfalls für den Betrieb auf anderen Bändern vorgesehen werden, ohne von den Ausführungsformen der Erfindung abzuweichen.

Viele Änderungen und andere Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindungen werden dem Fachmann nach Studium der vorstehenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen offensichtlich werden. Somit wird darauf hingewiesen, dass die Erfindungen nicht auf die offenbarten spezifischen Ausführungsformen beschränkt sind und dass Änderungen und andere Ausführungsformen in den Schutzbereich der beigefügten Ansprüche fallen. Obwohl hier spezifische Begriffe verwendet werden, werden diese nur auf allgemeine und beschreibende Weise verwendet und dienen nicht zur Einschränkung.