Diese Erfindung bezieht sich auf die Bestimmung des SINR (Signal-zu-Störung-plus-Rauschen-Leistungsverhältnisses) in einem Kommunikationssystem. Die Erfindung ist insbesondere auf TDMA-(Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-)Zellularfunk- oder drahtlose Kommunikationssysteme anwendbar, unter Einschluss des GSM (Globales System für Mobilkommunikationen).

In einem Kommunikationssystem, wie zum Beispiel einem Zellularfunksystem, das TDMA für Kommunikationen auf dem sogenannten Rückwärts- oder Netzaufwärts-Kanal von einem Endgerät zu einer Basisstation verwendet, ist es bekannt, dass das SINR eines empfangenen Signals als Signalgüte-Parameter für verschiedene Verfahren verwendet werden kann, wie zum Beispiel die Übergabe, die adaptive Kanalzuteilung, die dynamische Leistungsregelung und die Zellen-Rangfolge.

Die Veröffentlichung von S.A. Hanna et al. „An Adaptive Combiner For Co-Channel Interference Reduction In Multi-User Indoor Radio Systems", Proceedings of the 41 st. IEEE Vehicular Technology Conference, Seiten 222–227, Mai 1991, bezieht sich auf die Reduzierung von Gleichkanal-Störungen unter Verwendung einer Antennenanordnung in Verbindung mit einer adaptiven Kombinationseinrichtung, die eine Trainings-Sequenz für die Anpassung verwendet.

Die Veröffentlichung von A. Brandao et al. „Quality Assessment For Pre-Detection Diversity Switching", Proceedings of the 6th. IEEE International Symposium an Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PRIMC'95, Seiten 577–581, Band 2, September 1995 beschreibt ein Verfahren für die SINR-Abschätzung unter Verwendung eines Parameters, der als Signal-zu-Varianz-Leistungsverhältnis (SVR) bezeichnet wird, und der eine Näherung des SINR darstellt.

Die Kanal-Charakteristiken schwanken mit der Zeit, und die empfangenen Signale sind einem Schwund unterworfen, sodass eine Mittelwertbildung über eine Anzahl von Zeitschlitzen des Kanals erforderlich ist, um eine ausreichend genaue Bestimmung (Messung oder Abschätzung) des SINR zu gewinnen. Die Anzahl der Zeitschlitze, über die eine Mittelwertbildung erforderlich ist, hängt von der Art und Weise ab, wie das SINR bestimmt wird, vergrößert sich jedoch in jedem Fall mit langsameren Kanal-Schwankungen, und damit mit geringeren Geschwindigkeiten des mobilen Endgerätes. Um praktisch nutzbar zu sein, können typischerweise SINR-Schätzwerte, die auf 1 dB des mittleren SINR genau sind, innerhalb von 2 Sekunden erforderlich sein, wobei es in dieser Zeit 100 Zeitschlitze des Kanals geben kann.

Im Hinblick auf diese Faktoren wurde die praktische Bestimmung des SINR in Echtzeit zur Verwendung als in Signalgüte-Parameter nicht ohne weiteres erreicht. Entsprechend haben die vorstehende genannten Verfahren üblicherweise die empfangene Signalstärke-Anzeige (RSSI) als Signalgüte-Parameter anstelle von SINR verwendet, doch ist dies unerwünscht, weil die RSSI nicht in zuverlässiger Weise die Signalqualität anzeigt. Beispielsweise kann die RSSI aufgrund einer Gleichkanal-Störung groß sein, während andererseits die aktuelle Signalgüte und das SINR klein sind.

Ein Ziel dieser Erfindung besteht daher in der Schaffung eines verbesserten Verfahrens und einer Vorrichtung zur Bestimmung des SINR.

Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Bestimmung des SINR (Signal-zu-Störung-plus-Rauschen-Leistungsverhältnisses) in einem Kommunikationssystem gemäß Anspruch 1 geschaffen. Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger geschaffen, wie er im Anspruch 9 beansprucht ist. Weitere Gesichtspunkte der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend im Kontext eines Raum-Diversity-Empfängers beschrieben, wie er in der internationalen Anmeldung PCT/CA96/00849 vom 18. Dezember 1996 auf den Namen von Northern Telecom Limited mit dem Titel „Diversity Path Co-Channel Interference Reduction" beschrieben ist, die als WO-A-9801963 veröffentlicht wurde. In einem derartigen Empfänger sind zumindest zwei mit Abstand angeordnete Antennen vorgesehen, um jeweilige empfangene Signale zu erzeugen, und eine bewertete Kombination dieser Signale wird als ein optimales empfangenes Signal für die Demodulation geliefert. Geeignete Wertigkeiten zur Kombination des Signals werden bestimmt und adaptiv geändert, um sich ändernde Störbedingungen und einen Signalschwund zu berücksichtigen. Das SINR wird aus einer Korrelations-Matrix der empfangenen Signale und eines Bezugssignal-Korrelationsvektor bestimmt, die durch die Recheneinheit erzeugt werden, die zur Bestimmung der Wertigkeiten verwendet wird.

Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen:

1 schematisch ein Blockschaltbild von Teilen eines Zellularfunk-TDMA-Kommunikationsempfängers zeigt, der die Erfindung beinhaltet;

2 eine bekannte Form eines TDMA-Zeitschlitzes zeigt;

3 ein Diagramm ist, auf das bei der Erläuterung der Betriebsweise eines CCIC-(Gleichkanal-Störkompensators) des Empfänger nach 1 Bezug genommen wird;

4 schematisch eine Form des CCIC zeigt; und

5, die sich auf dem gleichen Blatt wie 3 befindet, schematisch eine SINR-Abschätzeinrichtung des Empfängers nach 1 zeigt.

Gemäß 1 zeigt ein Blockschaltbild Teile eines Zellularfunk-Kommunikationsempfängers, der in diesem Fall zwei Diversity-Pfade hat, die jeweils eine jeweilige Antenne 10, eine RF-(Funkfrequenz-)Eingangs-Einheit 12, und eine digitale Einheit 14 aufweisen, die ein jeweiliges eines der zwei digitalen Diversity-Pfad-Abtastsignale x₁(t) und x₂(t) liefert. Jede digitale Einheit 14 schließt beispielsweise in der bekannten Weise eine Abtasteinrichtung und einen Analog-/Digital-Wandler, ein digitales Empfangsfilter und Taktrückgewinnungs- und Rahmensynchronisations-Funktionen ein, und sie kann zusammen mit nachfolgenden Funktionen des Empfängers durch Funktionen von einer oder mehreren integrierten digitalen Signalprozessor-(DSP-)Schaltungen gebildet sein. Die zwei Antennen 10 sind körperlich in Abstand voreinander angeordnet, um zwei Diversity-Pfade zu schaffen. Es können mehr als zwei Diversity-Pfade vorgesehen sein, und ihre Signale können in einer ähnlichen Weise kombiniert werden, doch wird aus Gründen der Klarheit und Einfachheit in den größten Teilen dieser Beschreibung angenommen, dass es lediglich zwei Diversity-Pfade gibt, wie dies in 1 gezeigt ist.

Die komplexen Signale x₁(t) und x₂(t) werden in einer Gleichkanal-Störungs-(CCI-)Reduzierungs- oder Kompensationseinrichtung (CCIC) 16 bewertet und kombiniert, die in einem mit gestrichelten Linien dargestellten Block in 1 gezeigt ist, um ein optimales empfangenes Signal r(t) zu erzeugen, das einem Demodulator 18 zugeführt wird, um einen Signalausgang zu erzeugen. Der Demodulator 18 liefert weiterhin ein Rückführungssignal an die CCIC 16 zum adaptiven Ändern der Wertigkeiten der Diversity-Pfadsignale x₁(t) und x₂(t), wie dies nachfolgend beschrieben wird.

Die CCIC 16 umfasst Multiplizierer 20 und 22, eine Summiereinheit 24 und eine Wertigkeits-Recheneinheit 26. Der Einheit 26 werden die Signale x₁(t) und x₂(t), das Rückführungssignal von dem Demodulator 18 und Bezugssignale REF zugeführt, und sie dient zur Erzeugung von Wertigkeiten w *1 und w *2 , wie dies nachfolgend beschrieben ist wird, wobei das hochgestellte Zeichen * eine Konjugation darstellt. Den Multiplizierern 22 und 24 werden die Signale x₁(t) und x₂(t) bzw. und mit den Wertigkeiten w *1 bzw. w *2 zugeführt; Produkte dieser Signale werden der Summiereinheit 24 zugeführt und von dieser addiert, um das Signal r(t) zu erzeugen.

Der Empfänger schließt weiterhin eine SINR-Abschätzeinrichtung 28 ein, der eine Matrix R_xx und ein Vektor r_xd zugeführt werden, die in der nachfolgend beschriebenen Weise durch die Wertigkeits-Recheneinheit 26 erzeugt werden. Die Abschätzeinrichtung 28 erzeugt einen Schätzwert SINR_est des SINR, wie dies weiter unten ausführlicher beschrieben wird.

In der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass der Empfänger nach 1 in einem TDMA-Zellularfunk-System betreibbar ist, das mit dem EIA/TIA-Dokument IS-54-B kompatibel ist: Cellular System Dual-Mode Mobile Station-Base Station Compatibility Standard (Rev. B) was hier einfach als ein IS-54-System bezeichnet wird. Wie dies in 2 gezeigt ist, sieht jeder Zeitschlitz eines IS-54-Systems die Kommunikation von 156 Symbolen vor, die in dieser Reihenfolge 8 Datensymbole (Symbole 1 bis 8 des Zeitschlitzes), 14 Symbole (9 bis 22), die ein Synchronisations-Wort SYNC bilden, weitere 61 Datensymbole (23 bis 83), 6 Symbole (84 bis 89) eines langsamen zugehörigen Steuerkanals SACCH, 6 Symbole (90 bis 95) eines codierten digitalen Überprüfungs-Farbcodes CDVCC und weitere 61 Datensymbole (96 bis 156) umfassen. Die SYNC- und CDVCC-Symbole stellen Information dar, die dem Empfänger bekannt ist und die Bezugssignale REF bildet, die vorstehend genannt wurden.

Ein IS-54-System verwendet eine &pgr;/4-verschobene DQPSK-(differenzielle Quadratur-Phasenumtast-)Modulation, für die die komplexe Basisband-Darstellung S(t) des ausgesandten Signals durch die folgende Gleichung gegeben ist:

Unter der Annahme, dass der Schwund nicht frequenzabhängig ist (eine Entzerrung kann zur Kompensation eines frequenzabhängigen Schwundes verwendet werden), kann der Übertragungskanal durch einen komplexen multiplikativen Schwund-Faktor der Form U(t) = A(t)exp(j&ggr;(t)) dargestellt werde, worin A(t) und &ggr;(t) die zufällige Amplitude bzw. die zufällige Phase des Schwundfaktors sind.

Nach dem Durchlaufen des Übertragungskanals wird das von jeder der Diversity-Antennen 10 empfangene Signal durch das Empfangsfilter in der digitalen Einheit 14 gefiltert, wobei die Kaskade der Sende- und Empfangsfilter eine spektrale Kosinus-Potenz-Charakteristik hat. Unter der Annahme einer perfekten Abtastung der Phaseninformation aus Gründen der Einfachheit ist das Signal am Ausgang des Empfangsfilters und damit am Ausgang der digitalen Einheit 14 für den Diversity-Pfad n und das Symbolintervall k und damit die Zeit t = kT durch die folgende Gleichung gegeben:

Für den Fall von zwei Diversity-Pfaden ist das Ausgangssignal der CCIC 16 durch die folgende Gleichung gegeben: r(kT) = w*1(kT)x₁(kT) + w*2(kT)x₂(kT)(3)

Ein Einsetzen von n = 1 und n = 2 für die zwei Diversity-Pfade in der Gleichung (2) und Ersetzen nach x₁(kT) und x₂(kT) in der Gleichung (3) ergibt folgendes:

Unter Verwendung der Gleichung (4) kann der folgende Ausdruck für das Signal-zu-Stör-plus-Rauschen-Leistungsverhältnis (SINR) an dem Ausgang der CCIC 16 zum Zeitpunkt t = kT abgeleitet werden:

Für eine optimale Gleichkanal-Störreduzierung durch die CCIC 16 ist es erforderlich, den mittleren quadrierten Fehler (MSE) an dem Ausgang des Demodulators 18 zu einen Minimum zu manchen oder in äquivalenter Weise das SINR an den Ausgang der CCIC 16 zu maximieren. Wenn der Vektor X(t) die Diversity-Pfad-Signale x₁(t) und x₂(t) bezeichnet, das heißt wenn: X(t) = [x₁(t)x₂(t)]^T(7) ist, worin das hochgestellte T die Transponierung bezeichnet, so kann gezeigt werden, dass der Satz von Wertigkeiten, der den MSE an den Ausgang des Demodulators zu einem Minimum macht (oder das SINR am Ausgang der CCIC 16 zu einem Maximum macht) durch die folgende Gleichung gegeben ist:

Wie dies nachfolgend beschrieben wird, wird eine Anzahl von Symbolen innerhalb eines eine begrenzte Größe aufweisenden Fensters zur Schaffung einer Näherung der Korrelations-Matrix R_xx und des Korrelations-Vektors r_xd verwendet, um auf diese Weise einen optimalen Satz von Wertigkeiten W(t) zu bestimmen; und dies wird als Wertigkeits-Erfassung bezeichnet. Derartige Wertigkeiten könnten, wenn der Schwund der gewünschten und störenden Signale sehr langsam bezogen auf die Dauer des Zeitschlitzes sein würde, über den gesamten Zeitschlitz verwendet werden. In der Praxis ist dies im allgemeinen nicht der Fall. Entsprechend wird eine Wertigkeits-Verfolgungs-Prozedur nach der Wertigkeits-Erfassungs-Prozedur verwendet, um einen optimalen Satz von Wertigkeiten über den gesamten Zeitschlitz aufrecht zu erhalten; dies beinhaltet die Bewegung des Fensters fortschreitend über den Zeitschlitz des gewünschten Signals.

Die Wertigkeits-Erfassungs- und Wertigkeits-Verfolgungs-Prozeduren werden nachfolgend anhand der 3 beschrieben, die den ersten Teil eines Zeitschlitzes des gewünschten Signals und darunter Darstellungen einer Folge der Schritte F1, F2, usw. zeigt.

Gemäß 3 wird in einem ersten Schritt F1 ein Fenster mit einer Länge von WL Symbolen durch die letzten WL ≤ 14 Symbole des bekannten Synchronisationswortes SYNC an den Symbolen 9 bis 22 des Zeitschlitzes definiert. Ein großer Wert von WL ist für eine gute statistische Mittelwertbildung wünschenswert, wie dies durch die Gleichungen (9) und (10) gefordert wird, und ein kleiner Wert von WL ist wünschenswert, um Kanal-Zeitschwankungen innerhalb des Fensters zu vermeiden; die letzteren können ein überwiegender Faktor in Situationen mit schnellem Schwund sein. Entsprechend ist die Fenster-Größe WL ein Kompromiss zwischen diesen Faktoren. Als Beispiel entspricht die Darstellung nach 3 dem Fall von WL = 10, doch ist zu erkennen, dass die gleichen Prinzipien für andere Fenster-Größen angewandt werden können.

Die WL-Symbol-Abtastproben in dem Fenster werden dann für eine Näherung der Korrelations-Matrix R_xx und des Bezugssignal-Korrelationsvektors r_xd verwendet. Dies heißt mit anderen Worten, dass die Korrelations-Matrix durch die folgende Gleichung angenähert wird:

Der optimale Satz von Wertigkeiten W wird dann aus der Korrelations-Matrix R_xx und dem Bezugssignal-Korrelationsvektor r_xd entsprechend der Gleichung (8) bestimmt. Für den Fall von zwei Diversity-Pfaden und entsprechend von zwei Wertigkeiten w_{1 und} w₂, der hier beschrieben wird, wird eine direkte Matrix-Umkehrung (DMI) bevorzugt, um die Wertigkeiten w_{1 und} w₂ zu bestimmen, weil die Korrelations-Matrix R_xx eine 2 mal 2-Matrix ist, für die die DMI nur wenig Rechenleistung beinhaltet. Die DMI hat weiterhin den Vorteil einer besseren Konvergenz als andere bekannte Techniken, wie zum Beispiel eine Fehlerabschätzung der kleinsten Quadrate (LMS) der Wertigkeiten. Für eine größere Anzahl von Diversity-Pfaden, beispielsweise 4 oder mehr Diversity-Pfade, beinhaltet die LMS-Technik weniger Rechenaufwand als die DMI und könnte gegenüber dieser bevorzugt werden.

Somit umfasst der Schritt F1 in 3 die Bestimmung der Korrelations-Matrix R_xx und des Bezugssignal-Korrelationsvektors r_xd und damit eines anfänglichen Satzes von Wertigkeiten aus den WL empfangenen Symbol-Abtastproben in dem Fenster unter Verwendung des bekannten Synchronisations-Wortes SYNC als ein Bezugssignal.

In einem zweiten Schritt F2 in 3 wird dieser Satz von Wertigkeiten in der CCIC 16 angewandt, um die Diversity-Pfad-Signalabtastproben x_i(t) und x₂(t) für jedes einer Anzahl P von Datensymbolen zu kombinieren, die unmittelbar auf das Synchronisations-Wort SYNC folgen. Allgemein kann P irgendeine ganze Zahl sein, liegt jedoch vorzugsweise in dem Bereich 1 ≤ P < WL, sodass es eine Überlappung zwischen aufeinander folgenden Positionen des Fensters gibt, wie dies weiter unten beschrieben wird. P ist in wünschenswerter Weise in der in 3 gezeigten Weise so gewählt, dass dieser Wert gleich der halben Fenstergröße ist, das heißt P = WL/2. Die resultierenden kombinierten Symbole r(t) werden von dem Demodulator 18 demoduliert. Eine Schraffur (diagonale Linien) wird in 3 dazu verwendet, diese Schritte des Kombinierens und Demodulierens der empfangenen Abtastproben zu bezeichnen. Wie dies ebenfalls durch die Schraffur in 3 gezeigt ist, wird im Schritt F2 jedes der 8 Datensymbole, die dem Synchronisations-Wort SYNC vorangehen, ebenfalls unter Verwendung des gleichen Anfangssatzes von Wertigkeiten kombiniert und demoduliert, wie sie im Schritt F1 bestimmt wurden.

In einem dritten Schritt F3 in 3 wird das Fenster (nach rechts in 3) um P Symbole weiterbewegt, und eine neue Korrelations-Matrix R_xx und ein Bezugssignal-Korreltations-Vektor r_xd und damit ein neuer Satz von Wertigkeiten wird in der gleichen Weise wie im Schritt F1 unter Verwendung der Symbole in dem bewegten Fenster als Referenz bestimmt. Diese Symbole sind nunmehr bekannt, weil sie entweder Teil des Synchronisations-Wortes SYNC sind, oder sie werden durch das Rückführungssignal an die Wertigkeits-Recheneinheit 26 der CCIC 16 von dem Demodulator 18 als Folge der Demodulation in dem Schritt F2 geliefert. Es ist zu erkennen, dass in dem bevorzugten Fall von 1 ≤ P < WL die bewegte Fensterposition in dem Schritt F3 die vorhergehende Position des Fensters in dem Schritt F1 überlappt. Wenn P gleich ungefähr der halben Fenstergröße ist, wie dies in 3 gezeigt ist, ergibt sich eine Überlappung von ungefähr 50%, was eine optimale Wahl sein kann, wenn die sich entgegenstehenden Forderungen für eine genaue Wertigkeits-Verfolgung und einen minimalen Rechenaufwand betrachtet werden.

In einem vierten Schritt F4 in 3, der wiederum durch eine Schraffur gezeigt ist, wird der neue Satz von Wertigkeiten in der CCIC 16 angewandt, um die Diversity-Pfadsignal-Abtastproben x₁(t) und x₂(t) für jedes einer Anzahl von P von Datensymbolen zu kombinieren, die unmittelbar auf das Fenster folgen, und die resultierenden kombinierten Symbole r(t) werden durch den Demodulator 18 demoduliert.

Diese Schritte F3 und F4 werden nachfolgend der Reihe nach wiederholt, wobei das Fenster fortschreitend durch den Zeitschlitz hindurch vorwärts bewegt wird, bis alle die Symbole in dem Zeitschlitz demoduliert wurden. Ein Unterschied wird hinsichtlich der CDVCC-Symbole gemacht, dahingehend, dass diese Information dem Empfänger bekannt ist, und entsprechend wird die bekannte Information zur Bildung des Bezugs für diese Symbole verwendet, anstelle der Symbole, die von dem Demodulator 18 an den CCIC 16 zurückgespeist werden.

Entsprechend können die bekannten CDVCC-Symbole als solche verwendet werden, entweder allein oder vorzugsweise in Verbindung mit den bekannten SYNC-Symbolen, wie dies weiter oben beschrieben wurde, um die optimalen Wertigkeiten zur Kombination der Diversity-Pfad-Signale in dem Rest des Zeitschlitzes zu bestimmen. Somit kann das vorstehend anhand der 3 beschriebene Verfahren unter Verwendung der CDVCC-Symbole als ein Bezugssignal angewandt werden, um einen anfänglichen Satz von Wertigkeiten in der gleichen Weise, wie sie vorstehend beschrieben wurde, in der Vorwärtsrichtung für die abschließenden 61 Datensymbole in dem Zeitschlitz zu bestimmen. In einer ähnlichen Weise kann, wie dies vollständig in der vorstehend genannten internationalen Patentanmeldung beschrieben wurde, ein Fenster fortschreitend in Rückwärtsrichtung ausgehend von den CDVCC-Symbolen für die Information zwischen den SYNC- und den CDVCC-Symbolen in den Zeitschlitz bewegt werden. Das gleiche Rückwärtsrichtungs-Verfahren kann von den SYNC-Symbolen für die 8 ersten Datensymbole in dem Zeitschlitz angewandt werden.

4 zeigt für den Fall von zwei Diversity-Pfaden eine Anordnung von Funktionen des CCIC 16 und des Demodulators 18 zur Implementierung der Prozedur nach 3. Wie dies bereits erwähnt wurde, können diese Funktionen als Funktionen einer integrierten DSP-Schaltung implementiert werden.

Die Anordnung nach 4 umfasst einen Puffer 30 für die Symbol-beabstandeten komplexen offene-Auge-Signal-Abtastproben x₁(1) bis x₁(156) eines Zeitschlitzes für das Diversity-Pfad-Signal x₁(t) und einen ähnlichen Puffer 32 für die entsprechenden Abtastproben x₂(1) bis x₂(156) des anderen Diversity-Pfad-Signals x₂(t). Sie umfasst weiterhin eine Wertigkeits-Recheneinrichtung 34, der WL sich bewegende Fenster-Abtastproben von jedem Puffer 30 und 32, die bekannte SYNC- und CDVCC-Symbol-Information und die demodulierten Signale von dem Pfad 36 zugeführt werden. Für jedes Symbol k erzeugt die Wertigkeits-Recheneinheit 34 die optimalen Wertigkeiten w *1 und w *2 , mit denen die Diversity-Pfad-Symbole x₁(k) bzw. x₂(k) in den komplexen Signal-Multiplizierern 38 bzw. 40 multipliziert werden, wobei die Produkte in einem komplexen Signal-Summierer 42 summiert werden, um das resultierende Signal r(k) zu erzeugen. Das Signal r(k) wird differenziell unter Verwendung einer Ein-Symbol-(T-)Verzögerung 44, einer komplexen Konjugation 46 und eines komplexen Signal-Multiplizierers 48 demoduliert, um ein komplexes Signal zu erzeugen, das hier als weiche Entscheidung y(k) bezeichnet wird. Diese Funktionen der Anordnung sind in den mit gestrichelten Linien umgebenden Block 50 gezeigt. Bei der Bestimmung der optimalen Wertigkeiten in der vorstehend beschriebenen Weise erzeugt die Wertigkeits-Recheneinheit 34 die Korrelations-Matrix R_xx und den Bezugssignal-Korrelations-Vektor r_xd für jede Position des sich bewegenden Fensters entsprechend den Gleichungen (11) und (12), die den Gleichungen (9) und (10) entsprechen.

Einer Funktion 52 wird die weiche Entscheidung y(k) geliefert, und sie setzt den Phasenwinkel &THgr; hiervon auf einen quantisierten Winkel entsprechend der nachfolgenden Tabelle um. Dieser quantisierte Winkel wird an eine Entscheidungs-Einheit 54 geliefert, die decodierte Ausgangs-Dibits a und b erzeugt, die ebenfalls in der Tabelle gezeigt sind. Zusätzlich wird der quantisierte Winkel an eine Exponentialfunktions-Einheit 56 geliefert, die das komplexe Symbol bestimmt, das dem quantisierten Winkel zugeordnet ist, wobei dieses komplexe Symbol auf dem Pfad 36 als das Rückführungssignal von dem Demodulator an die Wertigkeits-Recheneinheit 34 geliefert wird. Winkel von y(k) Quantisierter Winkel a b 0 ≤ &THgr; ≤ &pgr;/2 &pgr;/4 0 0 &pgr;/2< &THgr; ≤ &pgr; 3&pgr;/4 0 1 &pgr; ≤ &THgr; ≤ 3&pgr;/2 –3&pgr;/4 1 1 3&pgr;/2 < &THgr; ≤ 2&pgr; –&pgr;/4 1 0

Wenn die Kanal-Gewinne der ersten und zweiten Diversity-Pfade jeweils g₁ und g₂ für das gewünschte Signal und u_1.j und u_2.j für ein Störsignal j sind, das eines von L Gleichkanal-Störsignalen ist, so kann unter der Annahme, dass die Verstärkungen während der Mittelwertbildungs-Periode konstant sind und zueinander unkorreliert sind, die Korrelations-Matrix R_xx in der Gleichung (9) wie folgt ausgedrückt werden:

Entsprechend ist für jeden Diversity-Pfad die Kanal-Verstärkung für das gewünschte Signal durch ein jeweiliges eines der Elemente, die mit r_xd(1) und r_xd(2) bezeichnet sind, des Bezugssignal-Vektors dargestellt. Wenn die Leistung des gewünschten Signals, das von den zwei Antennen empfangen wird, als S₁ und S₂ bezeichnet wird, so ist: S₁ = |r_xd(1)|² = |g₁|²(19) S₂ = |r_xd(2)|² = |g₂|²(20)

Wenn die Leistung von Störung plus Rauschen, die von den zwei Antennen empfangen wird, mit I₁ und I₂ bezeichnet wird, so ist aus den Gleichungen 14, 19 und 17, 20 zu erkennen, dass: I₁ = &Sgr;Lj = 1|u_1,j|² + &sgr;2&zgr; = R(1,1) – |g₁|² = R(1,1) – |r_xd(1)|²(21) I₂ = &Sgr;Lj = 1|u_2,j|² + &sgr;2&zgr; = R(2,2) – |g₂|² = R(2,2) – |r_xd(2)|²(22)

Aus den Gleichungen (19) bis (22) ist zu erkennen, dass die Leistung des gewünschten Signals und die Leistung der Störung plus Rauschen durch die Elemente der Korrelations-Matrix R_xx und des Bezugssignal-Korrelations-Vektors r_xd dargestellt sind, wobei diese Elemente durch die Wertigkeits-Recheneinheit 34 für jede Position des sich bewegenden Fensters erzeugt werden, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Somit kann das Verhältnis dieser Leistungen, das heißt das SINR, aus diesen Elementen bestimmt werden.

Wie dies in dem Hintergrund der Erfindung erläutert wurde, muss das SINR gemittelt werden, um die Effekte von Kanal-Schwankungen und Signal-Schwund zu verringern. Die nachfolgend beschriebene Ausführungsform der Erfindung hat drei Gesichtspunkte dieser Mittelwertbildung. Erstens wird die Mittelwertbildung auf die Signal- und Störung-plus-Rauschen-Leistungen für die verschiedenen Fensterpositionen, für die jeweils die Elemente der Korrelations-Matrix R_xx des Bezugssignal-Korrelations-Vektors r_xd erzeugt werden, in jedem Zeitschlitz angewandt. Zweitens wird die Mittelwertbildung auf eine Anzahl von aufeinanderfolgenden Zeitschlitzen angewandt, die von dem gleichen Endgerät empfangen werden. Drittens wird eine Mittelwertbildung der Bestimmungen für die zwei (oder mehr) Diversity-Pfade auf der Grundlage durchgeführt, dass nach der Beseitigung der Wirkungen der Kanal-Schwankung und des Signal-Schwundes Abschattungs-Effekte für die zwei Diversity-Pfade sehr stark korreliert sind, sodass die empfangenen Leistungen für die unterschiedliche Diversity-Pfade ähnlich sind. Diese Gesichtspunkte der Mittelwertbildung können jedoch alternativ selektiv angewandt werden.

Es ist zu erkennen, dass die Mittelwertbildung in einer Vielzahl von bekannten Arten angewandt werden kann, beispielsweise eine exponentielle, bewertete oder unbewertete Mittelwertbildung, und irgendeine dieser Möglichkeiten kann zur Erzielung der gewünschten Ergebnisse verwendet werden. Es wird hier angenommen, dass eine einfache unbewertete Mittelwertbildung über eine Anzahl von N Bestimmungen von R_xx und r_xd in jedem Zeitschlitz über N Zeitschlitze und für die zwei Diversity-Pfade verwendet wird. Die Anzahl N hängt von der Größe WL des Fensters und dem Ausmaß ab, in dem sich aufeinander folgende Fensterpositionen überlappen, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Beispielsweise kann N gleich 27 für eine Fenstergröße von WL = 10 mit P = WL/2 sein, wie dies vorstehend beschrieben wurde, oder 20 für eine Fenstergröße von WL = 14. Die Anzahl N bestimmt die Verzögerung bei der Erzeugung des SINR; beispielsweise kann N gleich 100 entsprechend einer Periode von 2 Sekunden sein. Wenn die Elemente von R_xx und r_xd mit dem Index kj für die k-Berechnung der Wertigkeiten in dem j-ten Zeitschlitz bezeichnet werden, worin 1 ≤ j ≤ N und 1 ≤ k ≤ M ist, so ergibt sich aus den Gleichungen (19) und (20) die mittlere Leistung S_a des gewünschten Signals wie folgt:

Entsprechend ist das festgestellte SINR durch die folgende Gleichung (25) gegeben:

5 zeigt eine Form der SINR-Abschätzeinrichtung 28 zur Erzeugung des Signals SINR_est gemäß der vorstehenden Beschreibung. Für jede Bestimmung der Wertigkeiten durch die Wertigkeits-Recheneinheit 34 werden die komplexen Signalelemente r_xd(1) und r_xd(2) des Vektors r_xd und die reellen Signalelemente R_xx(1,1) _und R_xx(2,2) der Matrix R_xx von der Wertigkeits-Recheneinheit 34 an die Anordnung nach 5 geliefert. Die komplexen Signalelemente r_xd(1) und r_xd(2) werden durch die Quadrierer 60 quadriert, um reelle Signale zu erzeugen, die in einem Addierer 62 summiert werden, dessen Ausgang für jeden Wert von k und j die Summe in den Klammern in der Gleichung (23) darstellt. Die reellen Signalelemente R_xx(1,1) _und R_xx(2,2) werden dann in einem Addierer 64 summiert, in dem weiterhin die Summe von dem Addierer 62 subtrahiert wird, und der Ausgang des Addierers 64 bildet für jeden Wert von k und j den Inhalt des in Klammern gesetzten Ausdruckes in der ersten Zeile der Gleichung (24). Die als Summierer dargestellten Einheiten 66 und 68 akkumulieren die NM Ausgänge der Addierer 62 bzw. 64 für alle die Werte von j und k innerhalb der Mittelwertbildungs-Periode, und der Ausgang der Einheit 66 wird durch den Ausgang der Einheit 68 in einem Dividierer 70 dividiert, um das Signal SINR_est gemäß der Gleichung (25) zu erzeugen.

Es ist aus der vorstehenden Beschreibung und der Anordnung nach 5 zu erkennen, dass die Werte von N und M nicht an dem Mittelwertbildungs-Prozess beteiligt sind, mit der Ausnahme davon, dass sie die Mittelwert-Periode definieren, die zur Erzeugung der Abschätzung des SINR verwendet wird. Es ist weiterhin zu erkennen, dass diese Werte und die Werte von j und k, für die die Mittelwertbildung durchgeführt wird, in irgendeiner gewünschten Weise geändert werden können.

Es wurde mit Hilfe von Computer-Simulationen festgestellt, dass in den meisten Fällen, in denen das SINR überwiegend auf Störungen und nicht auf Rauschen beruht, das Signal SINR_est mit einer Genauigkeit von innerhalb von 0,5 bis 1dB des mittleren SINR innerhalb von ungefähr 1 bis 2 Sekunden erzeugt wird. Für einen Diversity-Kombinations-Empfänger, bei dem die CCIC-Anordnung bereits vorgesehen ist, erfordert die Bestimmung des SINR relativ wenig zusätzliche Berechnungen, und diese können sehr einfach durch den gleichen digitalen Signal-Prozessor durchgeführt werden. Entsprechend kann die Erfindung in geeigneter Weise eine praktische relativ genaue Echtzeit-Bestimmung des SINR ergeben.

Obwohl sich die vorstehend beschriebene spezielle Anordnung auf lediglich zwei Diversity-Pfade bezieht, ist zu erkennen, dass dies sehr leicht auf eine größere Anzahl von Diversity-Pfaden erweitert werden kann.

Vielfältige andere Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen kann an der beschriebenen Ausführungsform innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung durchgeführt werden, wie er in den Ansprüchen definiert ist.