Diese Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung wie Kontaktgeber bzw. Kontaktiervorrichtungen zum Schalten von elektrischem Strom; und insbesondere auf eine Steuerschaltung zum Anlegen von Elektrizität an eine Spule in einer Vorrichtung zum Öffnen und Schließen eines Satzes von Schaltkontakten.

Dieses Anlegen von Elektrizität an Motoren und andere große Lasten wird oft durch eine Art Relais, der als Kontaktgeber bzw. Kontaktiervorrichtung bekannt ist, gesteuert. Dieser Kontaktgeber hat einen oder mehrere Sätze elektrischer Schaltkontakte, die typischerweise durch Federn in einen offenen Zustand vorgespannt sind. Wenn eine Solenoidspule des Kontaktgebers erregt wird, wird ein elektromagnetisches Feld erzeugt, welches die Schaltkontakte zum Schließen zwingt. Somit versetzt der Kontaktgeber einen verhältnismäßig niedrigen Strom und an die Spule angelegte Spannung in die Lage, einen wesentlich höheren Strom und/oder Spannung an die Last zu schalten.

Bei manchen Kontaktgebertypen ist ein höherer Strom erforderlich, um anfänglich die Kontakte zu schließen als danach erforderlich ist, um die Kontakte in geschlossenem Zustand zu halten. Als Folge ist es bei manchen Anwendungen, wie zum Beispiel bei batteriebetriebenen Ausrüstungen, wünschenswert, den Spulenstrom zu reduzieren, nachdem sich die Kontakte schließen, um die Leistung zu bewahren. Eine Technik zur Steuerung des Stromes ist das impulsbreiten Modulieren, der an die Kontaktgeberspule angelegten Elektrizität und die Dauer der Impulse zu variieren, um die Größenordnung des an die Spule angelegten Stromes zu ändern.

Mit der Impulsbreiten-Modulation kann die in der Spule gespeicherte Energie verwendet werden, um einen „Flyback"-(Rücklauf-)-Strom während der Ausperiode eines jeden Impulszyklusses zu erzeugen, um das elektromagnetische Feld, das die Kontakte geschlossen hält, aufrecht zu halten. Damit wird ein Feedback-Pfad (Rückkopplungsweg) mit niedriger Impedanz um die Spule herum für diesen Rücklaufstrom erstellt. Jedoch hat dieser Niedrigimpedanz-Rücklaufweg den Nachteil, den Zerfall des elektromagnetischen Felds zu verlangsamen, wenn die Kontakte offen sind. Dies verlangsamt die körperliche Trennung der Kontakte und erhöht die Bogenbedingungen zwischen den sich trennenden Kontakten.

Zusätzlich können externe Vorrichtungen, wie z.B. Übergangs-Unterdrücker, die, die an die Spulenabschlüsse von konventionellen Kontaktgeber angeschlossen sind, die Geschwindigkeit gegenteilig beeinflussen, mit der die Kontakte sich öffnen, um die Last abzuschalten.

Ein allgemeines Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuerschaltung für eine elektromagnetisch betriebene Stromschaltvorrichtung vorzusehen, deren Schaltung einen schnellen Zerfall bzw. ein schnelles Ausschwingen des Spulenmagnetfeldes während der Lastabschaltung vorsieht.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Impulsbreiten-Modulations-Steuerschaltung für die Spule der Schaltvorrichtung vorzusehen, die einen verhältnismäßig niedrigen Leistungsschwundweg quer durch die Spule liefert, während die Steuerschaltung mit Strom versorgt wird und einen hohen Schwundweg, wenn die Last abgeschaltet werden soll.

Ein weiteres Ziel ist es, eine Steuerschaltung vorzusehen, die die Einflüsse auf den Spulenbetrieb durch Anschluss externer Geräte an die Spulenabschlüsse minimiert.

Diese und andere Ziele werden durch eine Steuerschaltung für eine elektrische Schaltvorrichtung befriedigt, die einen Satz Kontakte hat, die durch eine elektromagnetische Spule betrieben werden. Die Steuerschaltung beinhaltet erste und zweite Eingangsanschlüsse, um ein Steuersignal zum Betrieb der elektrischen Schaltvorrichtung zu empfangen. Ein erster Transistor hat einen Leitungspfad, der in Serie mit der elektromagnetischen Spule zwischen den ersten und zweiten Steueranschlüssen geschaltet ist. Ein Controller legt eine Reihe von elektrischen Impulsen an einen Steueranschluss des ersten Transistors an, um den Transistor in einen leitenden Zustand zu schalten und um Stromimpulse an die Spule anzulegen. Die Serie der Impulse hat einen ersten Arbeitszyklus während einer vorbestimmten Zeitdauer nach Anlegen des Steuersignals an die ersten und zweiten Eingangsanschlüsse, und danach hat die Impulsserie einen zweiten Arbeitszyklus, der darin resultiert, dass ein geringerer Strom durch die elektromagnetische Spule fließt als er während der vorbestimmten Zeitdauer geflossen ist.

Eine Flyback-Schaltung (Rücklaufschaltung) hat eine erste Diode und einen zweiten Transistor, der in Serie geschaltet ist, um einen leitenden Pfad parallel zu der elektromagnetischen Spule für den Strom, der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wird, vorzusehen, wenn der erste Transistor nichtleitend ist. Dieser zweite Transistor wird vorgespannt in einen ersten leitenden Zustand durch das Steuersignal. Nach Entfernen des Steuersignals von den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen, wird der zweite Transistor vorgespannt in einen zweiten leitenden Zustand durch Strom, der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wird, wobei der zweite leitende Zustand weniger leitend ist, als der erste leitende Zustand. Somit agiert der erste leitende Zustand, um das elektromagnetische Feld, welches von der Spule zwischen dem Auftreten der elektrischen Impulse erzeugt wird, aufrechtzuerhalten. Der zweite leitende Zustand erzeugt einen Spannungsabfall in dem Pfad für den Strom, der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wurde, wenn er gewünscht wird, um die Schaltvorrichtung zu deaktivieren. Dieser Vorgang verbraucht erhebliche Leistung, um schnell das magnetische Feld, welches in der Spule gespeichert ist, zu verringern, was in einem schnellen Öffnen der Schaltkontakte resultiert.

1 ist eine teilweise Ausschnittsansicht eines elektrischen Kontaktgebers, mit welchem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann; und

2 ist ein schematisches Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Unter Bezugnahme auf 1, wobei ein elektromagnetischer Einpol-Kontaktgeber 10 ein Kunststoffgehäuse 12 mit ersten und zweiten Leistungsanschlüssen 14 und 16 hat. Der erste Leistungsanschluss 14 ist an einen ersten festen (stationären) Kontakt 15 angeschlossen, der an dem Gehäuse befestigt ist und der zweite Leistungsanschluss 16 ist an einen zweiten festen (stationären) Kontakt 17 angeschlossen.

Ein elektromagnetischer Solenoid (Elektromagnet) 18 sitzt in den Aussparungen in den inneren Oberflächen des Gehäuses 12. Der Solenoid 18 hat eine ringförmige Spule 20 mit einem Spulenkern 21 und einer Anker 22, die sich in der Mittelöffnung 24 der Spule befindet. Der Anker 22 beinhaltet eine Spindel 26, die frei durch den Spulenkern 21 läuft und verbunden ist mit einem beweglichen Kontaktarm 28.

Wenn die Spule 20 mit elektrischem Strom erregt wird, bewegt sich der Anker 22 nach oben in die Richtung, wie in 1 gezeigt, wobei dieser Vorgang den beweglichen Kontaktarm 28 gegen die zwei festen Kontakte 15 und 17 zwingt, um so einen elektrischen Pfad zwischen den ersten und zweiten Leistungsanschlüssen zu vervollständigen. Wenn der Strom von der Spule 20 entfernt wird, zwingt eine Feder 29 den beweglichen Kontaktarm 28 weg von den zwei festen (stationären) Kontakten 15 und 17, wodurch der elektrische Pfad geöffnet wird. Ein Kontaktgeber dieser Art wird in U.S. Patent 5 004 874 beschrieben.

Im Kontaktgebergehäuse 12 befindet sich eine elektrische Schaltung 30, die in 2 gezeigt wird, welche die Anwendung von Elektrizität an die Spule 20steuert. Der Anwender aktiviert und deaktiviert diesen Kontaktgeber 10 durch Anlegen und Entfernen von Gleichstromspannung an die Spulensteueranschlüssen 38 und 39. Wenn aktiviert, gibt die Steuerschaltung 30 eine Serie von Gleichstromimpulsen an die Spule ab, um die Kontakte der Schaltvorrichtung 10 zu schließen. Die Menge an Strom, die an die Spule 20 angelegt werden muss, um den Kontaktarm 28 gegen die stationären Kontakte 15 und 17 zu drücken ist größer als die Größenordnung des Stroms, der danach benötigt wird, um den elektrischen Pfad durch die Kontakte aufrecht zu erhalten. Als Folge gibt die Steuerschaltung 30 Impulse mit relativ hohen Arbeitszyklen ab, damit ausreichend Strom durch die Spule 20 läuft, um die Kontakte zu schließen. Nach einer vordefinierten Zeitdauer, die lange genug ist, um sichere Kontaktschließung sicherzustellen, reduziert der Steuerstromkreis den Arbeitszyklus und somit geht der Spulenstrom auf ein niedrigeres Niveau, welches gerade ausreichend ist, um den beweglichen Kontaktarm 28 gegen die stationären Kontakte 15 und 17 zu halten.

Die Steuerschaltung 30 enthält einen Leistungsversorgungsabschnitt 31, einen Ausgangstreiber-Abschnitt 32, eine Impulsbreiten-Modulations-(PWM)-Strom-Controller 33, einen Zeitgeber 34 und eine Flyback(Rücklauf)/Zerfalls(Ausschwing)-Schaltung 36. Die Stromversorgung 31 sieht eine stabile, geregelte Spannung an den Zeitgeber 34 und einen PWM-Strom-Controller 33 über einen breiten Bereich an Eingangsspannungen (z.B. 10 VDC bis 50 VDC) vor.

Der positive Steueranschluss 38 ist an den Stromversorgungsknoten bzw. Leistungsversorgungseingangsknoten 40 durch eine Diode D1, Knoten 35 und einen Strombegrenzer-Widerstand R1 gekoppelt. Die Zener-Diode D2 erstreckt sich zwischen dem Eingangsknoten 40 und Erde, um einen Überspannungsschutz der Stromversorgung vorzusehen. Widerstand R2 und die Zener-Diode D3 sind in Serie geschaltet und zwar zwischen dem Eingangsknoten 40 und Erde. Die Zener-Didoe D3 ist das primäre Spannungsreferenz-Element, welches an seiner Kathode eine nominale 8.4 Volt Spannung zu Erde erzeugt, die an die Basis des NPN Darlington-Transistors Q1 geliefert wird. Kondensator C1 koppelt die Basis des Transistors Q1 an Erde durch einen Rauschfilter und auch um den Spannungsratenanstieg an der Basis während Strom anläuft, zu verlangsamen. Dies reduziert die sofortige Wende auf den Antriebsstrom in die Kondensatoren C2 und C3, wodurch die Last auf diese Kondensatoren sowie auf Transistor Q1 reduziert wird. Der Darlington-Transistor Q1 hat einen Kollektor, der an den Eingangsknoten 42 der Stromversorgung angeschlossen ist und einen Emitter, der an einen ersten Ausgangsknoten 42 der Stromversorgung gekoppelt ist. Transistor Q1 agiert als ein Emitter-Folger-Stromverstärker, um eine geregelte Ausgangsspannung von nominal 7.2 VDC über einen Bereich von Stromlasten und über einen breiten Eingangsspannungsbereich vorzusehen.

Der erste Ausgangsknoten 42 der Leistungsversorgung 31 ist angeschlossen durch eine Entkopplungsdiode D4 an einen zweiten Ausgangsknoten 44 der Stromversorgung 31. Der zweite Ausgangsknoten 44 ist an Erde durch Kondensatoren C2 und C3, die parallel geschaltet sind, gekoppelt. Die Entkopplungs- bzw. Abkopplungsdiode D4 liefert die geregelte Spannung an die Spannungskomparatoren in dem Zeitgeber 34 und den PWM-Strom-Controller 33. Kondensator Q2 agiert als ein Filterelement, um die Spannung während kurzer Eingangsstromunterbrechungen und negativer Stromstösse aufrecht zu halten. Ein wesentlich kleinerer Kondensator C3 ist parallel mit dem Kondensator C2 geschaltet, um eine wirksamere Hochfrequenz-Rauschunterdrückung vorzusehen. Während des Abschaltens des Kontaktgebers 10, verhindert die Diode D4 dass Rückwärtsstrom aus dem Kondensator C2 an den ersten Ausgangsknoten 42 zurückfließt und in andere Schaltbereiche, die schnell auf null verlangsamt werden müssen. Solch eine Stromschleife könnte den Betrieb der Rücklauf/Zerfalls-Schaltung 36 gegenteilig beeinflussen.

Der Zeitgeber 34 steuert die Dauer der Zeit, die die Steuerschaltung 30 an den Hochniveau-Einzieh-Strom an die Spule 20 liefert, um den Kontaktgeber 10 zunächst zu aktivieren. Ein Zeitgeber-Eingangsknoten 52 ist direkt an den zweiten Ausgangsknoten 44 der Stromversorgung 31 angeschlossen. Die Diode D6 und der Widerstand R8 sind zwischen dem Zeitsteuereingangsknoten 52 und einem Zwischenknoten 54, der mit dem Kondensator C5 mit Erde gekoppelt ist, parallel geschaltet. Der Zwischenknoten 54 ist durch Widerstand R9 mit dem invertierenden Eingang eines ersten Spannungkomparators 56 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des ersten Spannungskomparators 56 ist mit dem Zwischenknoten eines Spannungsteilers verbunden, der gebildet wird durch die Widerstände R10 und R11, und zwar in Serie geschaltet zwischen dem Zeitsteuereingangsknoten 52 und der Erde, um eine Bezugsspannungsquelle zu bilden.

Der Ausgang des ersten Spannungskomparators oder Spannungsvergleichers 56 ist mit dem Einganganschluss 58 des PWM-StromControllers 33 verbunden. Die Eingangsklemme oder Eingangsanschluss 58 ist durch einen Hochzieh- bzw. Pull-up-Widerstand R12 mit dem zweiten Ausgang 44 von der Leistungsversorgung 31 verbunden. Da die Komparator-Ausgangsstufe eine der offenen Kollektorbauart ist, wird der Widerstand R12 eine Stromquelle in die Kathode der Diode D7, wenn der Kollektor ausgeschaltet ist. Die Blockierdiode D7 koppelt den Eingangsanschluss 58 an den nicht invertierenden Eingang eines zweiten Spannungskomparators 60. Dieser nicht invertierende Eingang ist auch durch einen Vorspannwiderstand R13 mit dem zweiten Ausgang 44 der Leistungsversorgung und mit Erde durch Widerstand R14 verbunden, wodurch eine Referenzspannungsquelle gebildet wird. Der Widerstand R17 ist zwischen den Ausgang des zweiten Spannungskomparators 60 und den nicht invertierenden Eingang geschaltet, um Hysterise für die Komparator-EIN-AUS-Schwelle vorzusehen. Der invertierende Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 ist durch den Widerstand R15 mit dem zweiten Ende 61 der Kontaktvorrichtungsspule 20 verbunden, wobei dieses Ende mit Erde durch einen, einen niedrigen Widerstand besitzenden Stromabfühlwiderstand R16, verbunden ist. Der invertierende Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 ist ebenfalls mit Erde über Kondensator C6 gekoppelt. Der Ausgang des zweiten Spannungskomparators 60 ist mit der Basis eines NPN-Transistors Q3 in dem Ausgangstreiber 32 verbunden.

Die Basis des Transistors Q3 ist mit dem Zwischenknoten 50 eines weiteren Spannungsteilers verbunden, und zwar gebildet durch die Widerstände R6 und R7, die in Serie zwischen den zweiten Ausgangsknoten 44 der Leistungsversorgung und Erde geschaltet sind. Der Ausgangstreiber 32 besitzt einen zweiten Darlington-Transistor C2, je einen des PNP-Typs mit einem Emitter, verbunden mit dem Eingangsknoten 35 und einen Kollektor verbunden mit einem ersten Ende 47 der Kontaktgebervorrichtungsspule 20. Eine Zener-Diode D5 ist quer zur Emitter-Kollektor-Grenzschicht des Darlington-Transistors Q2 geschaltet, um einen Überspannungs- und Überstromschutz vorzusehen und ein Kondensator C4 koppelt den Emitter mit Erde zum Zwecke der Rauschunterdrückung. Ein Spannungsteiler, gebildet durch Widerstände R3 und R4 ist mit einem Ende mit dem Eingangsknoten 35 verbunden und ein Zwischenknoten 48 ist mit der Basis des Transistors Q2 verbunden. Das andere Ende des R3/R4-Spannungsteilers ist mit Erde verbunden, und zwar durch die Serienschaltung von dem Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors Q3 und den Widerstand R5. Es gilt also Folgendes: Wenn der Transistor Q3 sich in einem EIN-Zustand befindet, arbeitet er in einem Strombegrenzungsmodus. Wenn sein Emitter-Strom einen Pegel erreicht, wo die Spannungsabfälle am Widerstand R5 den Pegel erreichen, der durch der am Basisanschluss durch Widerstandsteiler R6 und R7 (minus den Vbe-Abfall) aufgebaut ist, so begrenzt sich die Basisvorspannung selbst und der Kollektor zu Emitter Spannungsabfall stellt sich ein, um den Strom auf diesen Pegel zu halten. Dieser Effekt ist erwünscht, da der durch den Widerstand R4 gezogene Strom zum Betreiben der Basis des Transistors Q2 konstant ist, und zwar unabhängig von der Eingangsspannung bzw. Versorgungsspannung am Eingang 38.

Die Rücklauf- bzw. Zerfallsschaltung 36 besitzt einen Eingangsknoten 62, verbunden mit dem ersten Ausgangsknoten 42 der Leistungsversorgung 31. Der Eingangsknoten 62 ist durch den Emitter-Kollektor-Leitungspfad des PNP-Transistors Q4, Diode D8 und Widerstand R18 mit einem Zwischenknoten 64 verbunden. Ein Spannungsteiler, gebildet durch Widerstände R19 und R20 ist zwischen dem Eingangsknoten 62 und Erde geschaltet, wobei ein Zwischenknoten 66 mit der Basis des Transistors Q4 in Verbindung steht. Der Zwischenknoten 64 der Rücklauf- bzw. Zerfallsschaltung 36 ist an die Basis des Darlington-Transistors Q5 angeschlossen, wobei sein Emitter an das erste Ende der Kontaktgebervorrichtungsspule 20 angeschlossen ist und zwar gekoppelt durch Widerstand R21 an ihre Basis. Der Kollektor des Transistors Q5 ist durch eine umgekehrte vorgespannte Diode D10 mit Erde und mit deren Basis durch Zener-Diode D9 verbunden.

Wenn die Steuerschaltung 30 durch Anlegen von Spannung an die Steueranschlüsse 38 und 39 eingeschaltet mit Leistung versorgt wird, so wird die Spannung am Kondensator C5 in der Zeitsteuerschaltung bzw. Zeitgeber 34, die sich anfangs auf dem Pegel Null befindet, und zwar gekoppelt durch R9 in den invertierenden Eingang des ersten Spannungskomparators 56. Dies hat zur Folge, dass der Ausgang des ersten Spannungskomparators 56 offen ist, wodurch gestattet wird, dass der Widerstand R12 den Knoten 58 auf die geregelte Versorgungsspannung zieht. Unter diesen Bedingungen wird die niedrigere Seite von R12 am Knoten 58 durch die Diode D7 in den R13/R14 Spannungsteiler des zweiten Spannungskomparators 60 im PWM-Strom-Controller 33 gesteuert. Diese spannt den Referenzeingang des Komparators 60 auf einen hohen Pegel vor. Wenn sich die Komparatoren 60 in einem hohen Ausgangszustand befinden, so hat der Widerstand 17 die Tendenz, den Referenzpegel leicht nach oben zu ziehen und der hohe Ausgangszustand schaltet auch die Transistoren Q3 und Q2 ein. Diese Transistoren verbleiben leitend, bis die Spannung an dem Stromabfühlwiderstand R16 die Bezugsspannung übersteigt, die an den nicht invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 angelegt ist, wobei zu dieser Zeit die Ausgangsgröße des Komparators nach unten geht. Diese Aktion zieht ein Ende von R17 nach unten, was den Bezugs- oder Referenzpegel an dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 60 reduziert. Diese positive Rückkopplung am Komparator stellt das positive und schnelle Schalten des Komparators sicher. Wenn die Ausgangsgröße des Komparators 60 tief liegt, so werden die Transistoren Q3 und Q2 ausgeschaltet. Die Transistoren Q3 und Q2 werden wieder eingeschaltet, sobald die Spannung am Stromabfühlwiderstand R16 unter die Referenzspannung zum zweiten Spannungskomparator 60 abfällt. Der Widerstand R17 ist derart ausgewählt, um eine kleine Größe an Spannungshysterese vorzusehen, um den Schwellenbezug am Komparatoreingang zu kippen. Dieses Differenzial oder diese Differenz sieht eine kleine Differenz in den Stromabfühlpegeln vor, wo der Komparator ein- und auskippt oder schaltet. Die Pegelunterschiede in Verbindung mit dem L/R-Verhältnis von Spule und Zeitkonstante des Widerstands R15 und des Kondensators C6 bestimmen die tatsächliche Betriebsfrequenz des PWM-Oszillationsverhalten und die Größe der Welligkeit (ripple) des geregelten Stroms. Da die durch Zeitsteuervorrichtung 34 erzeugte Bezugs- oder Referenzspannung am nicht invertierenden Eingang für den zweiten Spannungskomparator 60 während dieser anfänglichen Phase des Schaltungsbetriebs relativ hoch liegt, so ist die Breite der Stromimpulse angelegt an die Spule 22 relativ lang, was einen großen anfänglichen Spulenstrom ergibt.

Mit der Zeit lädt sich der Kondensator C5 durch den Widerstand R8 auf. Wenn die Kondensatorspannung den Pegel am nicht invertierenden Eingang des ersten Spannungskomparators 56 erreicht, kippt der Ausgang diese letztgenannte Vorrichtung auf tief, was den Strom von R12 auf Erde ableitet, wobei der Einfluss des Widerstands R12 auf den R13/R14 Spannungsteiler negiert wird. Diese Aktion oder Wirkung entfernt den Kontaktschließvorspannungspegel am nicht invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators 60, was bewirkt, dass der an die Spule 20 angelegte Strom sich auf einen niedrigeren Pegel reduziert, und zwar nunmehr nur bestimmt durch den R13/R14 Spannungsteiler, wobei dieser Pegel erforderlich ist, um die Kontakte 15, 17 und 18 geschlossen zu halten. Speziell wird nunmehr eine tiefere Referenzspannung an den nicht invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators angelegt, was die Stromimpulse verkürzt, die an die Spule 20 angelegt sind, und zwar durch die Schaltwirkung der Transistoren Q3 und Q2. Diese ständige Zustandsbedingung wird aufrechterhalten bis die Steuerschaltung 30 abgeschaltet wird, und zwar durch Entfernen der positiven Spannung von der positiven Steuerklemme oder dem positiven Steueranschluss 38.

Während des Abschaltens der Steuerschaltung 30, sinkt die Spannung an den Hauptleistungsversorgungskondensatoren C2 und C3 schnell infolge der Schaltungsladung ab. Um sicher zu stellen, dass sich der Zeitsteuerkondensator C5 schnell entlädt, ist die Umkehr-Diode D6 am Widerstand R8 vorgesehen und wird vorwärts vorgespannt, wenn die Versorgungsspannung unter den Ladungspegel von C5 abfällt. Auf diese Weise „setzt sich die Schaltung selbst schnell zurück", und zwar während des Abschaltens, was die ordnungsgemäße Einschaltzeitsteuerung gestattet, um wieder aufzutreten, wenn Leistung kurz nach dem Abschalten wieder angelegt wird. Eine solche Situation würde dann auftreten, wenn ein Motor durch die Kontaktvorrichtung 10 gesteuert wird, und zwar schnell ein- und ausgeschaltet wird.

Der Strom durch die Spulenschaltung 30 wird durch schnelles Schalten (Pulsen) des Ausgangstransistors Q2 ein- und ausgeregelt, und zwar durch Veränderung des Verhältnisses der Ein- zu Auszeit, wodurch der Spulenstrom pulsbreiten-moduliert (PMW = Pulse Switch Modulation) wird. Der Spulenstrom wird präzise abgefühlt und gesteuert, und zwar sowohl während der Kontakteinzieh- und Schließphasen, wobei das Verhältnis kontinuierlich eingestellt wird, um Änderungen bei der Versorgungsspannung und Spulenwiderstandsveränderungen zu kompensieren.

Ein glatter Spulenstromfluss wird während der kurzen PWM (Pulsbreiten Modulation) "Aus"-Intervalle zwischen Stromimpulsen erreicht, und zwar durch Vorsehen einer Rücklauf-Schleife oder -Regelung (Rückkopplungsregelung), um die Spule 20 herum, und zwar durch Diode D10. Während normalen Betriebs wird die Diode D10 in einer, eine geringe Impedanz aufweisenden Schleife, um die Spule herum gehalten, und zwar dadurch, dass der Transistor Q5 durch die Leistungsversorgung 31 voll leitend vorgespannt wird. Dies wird dadurch erreicht, dass man eine geregelte Spannung von dem Leistungsversorgungsknoten 42 eingibt, und zwar durch Transistor Q4, Diode D8 und Widerstand R18 in die Basis des Transistors Q5. Während des PWM-Aus-Intervalis zwischen den Impulsen, kehrt sich die Spulenpolarität um, in dem Versuch, den Strom in der gleichen Richtung, in der er während des Ein-Intervalls floss zu halten, und zwar gemäß dem Lenz'schen Gesetz. Auf diese Weise werden die Diode D10 und der Transistor Q5 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und Flyback- bzw. Rücklauf-Strom wird um die Spule 20 geleitet.

Wenn die Steuerschaltung 30 ausgeschaltet wird, so ist es jedoch wichtig, dass die Flyback-Schleife die gespeicherte Energie schnell verteilt, so dass die Kontaktgebervorrichtungsöffnungsbewegung nicht gedämpft oder verlangsamt wird. Wenn Spannung von der positiven Steuerklemme oder dem positiven Steueranschluss 38 entfernt wird, wird die Basisvorspannung im Transistor Q5 vom Transistor Q4, Diode D8 und Widerstand R18 entfernt, was die Tendenz besitzt, den Transistor Q5 auszuschalten und die Flyback-Schleife zu öffnen. Die durch die Spule erzeugte. Rückwärts- oder Umkehrpolarität spannt nunmehr die Basis des Transistors Q5 durch die Zener-Diode D9 vor, was den Zwang ausübt das die Kollektor-zu-Emitter-Spannung des Transistors auf diesem Pegel festgelegt bzw. festgeklemmt wird. Dieser Spannungsabfall in Verbindung mit dem Rücklauf-Strom erzeugt signifikant Leistung, wobei in Folge dessen das Spulenfeld verteilt wird, was gestattet, dass die Kontaktgebervorrichtung schnell öffnet. Die Flyback-Schaltung 36 sieht daher eine duale Funktion vor: eine, eine niedrige Impedanz besitzende Rücklauf- bzw. Rückkopplungs-Schleife während normalen PWM-Betrieb und eine Leistungsverteilung während des Ausschaltens.

Während dieses Ausschaltintervalls stellt der Transistor Q4 sicher, dass keine Leckpfade existieren, um in unbeabsichtigter Weise eine Vorwärtsvorspannung in der Basis des Transistors Q5 vorzusehen. Da die Spulenpolarität während dieser Zeit umgekehrt ist, wird der Emitter des Transistors Q5 zwangsweise negativ bezüglich Erde, und irgendein Pfad von Erde zu dem positiven Steueranschluss 38 könnte eine Vorwärtsvorspannung durch Transistoren Q1 und Q4, Widerstand R18 und Diode D8 der Basis des Transistors Q5 vorsehen und diese einhalten und die Klemmspannungsvorspannung von Diode D9 übersteuern. Während dieser Situation würde jedoch die Basis des Transistors Q4 in Ausrichtung vorgespannt, die Elektroschaltung würde geöffnet und sicherstellen, dass die Schleife zur Basis des Transistors Q5 offen ist. Die Diode D4 verhindert auch, dass die Leistungsversorgungskondensatoren C2 und C3 sich durch Transistor Q4 in die Basis des Transistors Q5 während des Abschaltens entladen, da die Vorspannung von diesen Komponenten ansonsten den Transistor Q4 im Ein-Zustand halten könnte.

Ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Rücklauf- bzw. Zerfalls-Schaltung 36 besteht darin, dass die Spule 20 mit einer gesteuerten Rücklauf-Zerfalls-Schleife (bzw. einer Flyback-Abfallregelung) ausgestattet ist. Üblicherweise ist eine Kontaktgebervorrichtungsspule direkt mit den Steueranschlüssen 38 und 39 verbunden, wodurch die Steuerleistung zur Erregung der Spule ein- und ausgeschaltet wird. Wenn die Steuerleitung ausgeschaltet wird, so wird die Spulenenergie typischerweise schnell in der Bogenbildung des Schalters verteilt. Wenn irgendeine andere Last ebenfalls an diesem Eingang liegt, d.h. parallel zur Spule, so kann die Spulenenergie während des Abschaltens langsamer verteilt werden in der Form eines Flyback-Stromes durch diese andere Last. Eine übliche, aber unerwünschte Praxis, beim Einbau von Kontaktgebervorrichtungen in Anwendungsfällen besteht darin, eine Diode an die Spulenanschlüsse zu legen, um so irgendwelche Rückwärtsspannungsübergänge zu unterdrücken, die die Spule auf die Steuerleitung zurückverteilen könnte. Der verlängerte Zerfall kann die mechanische Bewegung dämpfen, die Kontaktrennung verlangsamen, die Bogendauer erhöhen, was erhöhte Kontaktschädigung zur Folge hätte und eine Verlängerung der Zeit vom maximalen Bogenspannungsaufbau bis zur Stromunterbrechung. Bei höheren Gleichspannungspegeln wird dieses besonders nachteilig sein. Bei dieser Schaltung wird die Spulen-Flyback-Energie in einer internen gesteuerten Schleife (eine interne Regelung) verteilt, daher nicht direkt zurück durch Eingangsklemmen gespeist, wo solche externen Belastungen sie beeinflussen könnten.

Die vorliegende Schaltung isoliert oder trennt ferner die Übergangsspulenspannungen gegenüber einem Anlegen an die Steuerleitungen des Benutzers verbunden mit den Anschlüssen 38 und 39, wodurch die Notwendigkeit für Unterdrückungsvorrichtungen, die bereits diskutiert wurde, eliminiert wird.