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Dokumentenidentifikation DE102004032666B4 04.09.2008
Titel Verfahren und Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines aus spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals
Anmelder Infineon Technologies AG, 81669 München, DE
Erfinder Marsili, Stefano, Fürnitz, AT;
Stäußnigg, Dietmar, Villach, AT
Vertreter Patentanwälte Lambsdorff & Lange, 81673 München
DE-Anmeldedatum 06.07.2004
DE-Aktenzeichen 102004032666
Offenlegungstag 09.02.2006
Veröffentlichungstag der Patenterteilung 04.09.2008
Veröffentlichungstag im Patentblatt 04.09.2008
Free division/divided out on the grounds of lack of unity 102004064108.0
IPC-Hauptklasse H04B 1/707(2006.01)A, F, I, 20051017, B, H, DE
IPC-Nebenklasse H04J 13/02(2006.01)A, L, I, 20051017, B, H, DE   

Beschreibung[de]

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals sowie eine entsprechende Schaltung.

Bei W-CDMA-basierten Systemen (Wideband Code Division Multiple Access) der dritten Generation wie beispielsweise UMTS wird eine Teilnehmer-Separierung über die Verwendung Teilnehmer-spezifischer Spreizcodes vorgenommen. Dabei wird jedes Symbol einer Teilnehmer-spezifischen Datenfolge mit dem Spreizcode multipliziert. Die Elemente der resultierenden Sequenz werden als Chips bezeichnet. Jedem Teilnehmer-spezifischen physikalischen Übertragungskanal wird dabei ein eigener Spreizcode, auch Channelisation-Code genannt, zugewiesen. Die Teilnehmer-spezifischen physikalischen Kanäle werden jeweils mit einem Channelisation-Code gespreizt. Für ein UMTS-System ist die Generierung des Sendesignals in Downlink-Richtung, d. h. von der Basisstation zu den Mobilstationen, in dem UMTS-Standard-Dokument 3GPP TS 25.213 V5.3.0 beschrieben.

Bei den Channelisation-Codes handelt es sich um sogenannte OVSF-Spreizcodes (Orthogonal Variable Spreading Factor). Diese sind in dem UMTS-Standard-Dokument 3GPP TS 25.213 V5.3.0 unter Abschnitt 4.3 beschrieben. Die verschiedenen OVSF-Spreizcodes sind orthogonal zueinander und können verschiedene Codelängen sowie verschiedene Spreizfaktoren aufweisen. Die OVSF-Spreizcodes werden aus einem OVSF-Codebaum ausgewählt. Dieser weist eine Mehrzahl von Ebenen auf, deren zugehörige OVSF-Spreizcodes durch den gleichen Spreizfaktor charakterisiert sind. Auf jeden OVSF-Spreizcode mit einem Spreizfaktor n folgen im OVSF-Codebaum zwei zueinander orthogonale OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor 2n, wobei diese jedoch nicht mehr zu dem OVSF-Spreizcode mit dem Spreizfaktor n orthogonal sind. Zur Gewährleistung der Orthogonalität der spreizkodierten Signale dürfen daher nur bestimmte OVSF-Spreizcodes aus dem OVSF-Codebaum ausgewählt werden: Sobald ein OVSF-Spreizcode aus dem OVSF-Codebaum mit einem bestimmten Spreizfaktor bereits genutzt wird, dürfen alle auf diesen OVSF-Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit höherem Spreizfaktor nicht mehr verwendet werden.

Nach der Spreizung der einzelnen physikalischen Kanäle weisen die resultierenden Kanäle eine Chiprate von 3,84 MHz auf. Anschließend werden die gespreizten Signale mit einem Scrambling-Code kodiert, wobei die Chiprate gleich bleibt. Im Allgemeinen wird dabei in einer Basisstation für alle Kanäle derselbe Scrambling-Code verwendet. Nach einer anschließenden Leistungsskalierung werden die einzelnen Kanäle durch Addition zu einem Gesamtsignal überlagert. Alternativ kann statt der separaten Kodierung der einzelnen Kanäle mit dem Scrambling-Code auch das überlagerte Gesamtsignal mit dem Scrambling-Code kodiert werden. zusätzlich werden dem Gesamtsignal Teilnehmer-unabhängige Synchronisationskanäle überlagert. Das resultierende komplexe Signal unterläuft anschließend eine Pulsformung und wird dann in das Trägerfrequenzband hochgemischt. Nachfolgend wird das Signal in einen linear arbeitenden Leistungsverstärker gespeist und dann über die Antenne abgestrahlt.

Die Leistung des mit dem Scrambling-Code kodierten Gesamtsignals weist einen großen Dynamikbereich auf. Typischerweise liegt der Dynamikbereich bei ungefähr 10 dB.

Ein derart großer Dynamikbereich wirkt sich besonders auf den Leistungsverstärker negativ aus, bei dem ein linearer Betrieb über dem gesamten Dynamikbereich gewährleistet werden muss. Dieser muss daher entsprechend groß ausgelegt werden.

Aus der Patentschrift US 5,991,262 ist eine technische Lehre bekannt, die darauf abzielt, den Dynamikbereich des Eingangssignals des Leistungsverstärkers bei einem CDMA-basierten System zu reduzieren. Hierbei wird die Leistung eines aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals durch Überlagerung mit einem Korrektursignal begrenzt. Zur Spreizung werden hierbei keine OVSF-Spreizcodes, sondern sogenannte Walsh-Codes mit konstantem Spreizfaktor verwendet. Das Korrektursignal wird gebildet, indem zunächst ein vorläufiges Korrektursignal aus dem zusammengesetzten Signal erzeugt wird. Durch eine Walsh-Codebereichs-Transformation des zusammengesetzten Signals wird die Menge der bereits genutzten orthogonalen Spreizcodes ermittelt. Mit der Kenntnis der bereits für das zusammengesetzte Signal genutzten Spreizcodes lassen sich aus dem vorläufigen Korrektursignal diejenigen Signalkomponenten entfernen, welche auf bereits genutzten Spreizcodes basieren. Damit verbleiben lediglich die Signalkomponenten die auf noch nicht genutzten Spreizcodes basieren. Das sich daraus ergebende Korrektursignal wird anschließend mit dem zusammengesetzten Signal überlagert, so dass die Signalleistung des resultierenden Signals begrenzt wird.

Die Druckschrift VÄÄNÄNEN, O. [u. a.]: Reducing the Crest Factor of a CDMA Downlink Signal by Adding Unused Channelization Codes. In: IEEE Communications Letters, vol. 6, no. 10, October 2002, S. 443–445 als nächstliegender Stand der Technik betrifft ein Verfahren zur Verkleinerung des Crestfaktors. Das besagte Verfahren basiert auf der Addition eines zu allen aktiven Kanalcodes orthogonalen Signals.

In der Offenlegungsschrift WO 02/101954 A1 ist eine Lösung zur Leistungsbegrenzung in einem W-CDMA-System beschrieben. Bei den dem zusammengesetzten Signal sowie dem Korrektursignal zugrunde liegenden Spreizcodes handelt es sich um die bereits erwähnten OVSF-Spreizcodes. Statt durch eine Walsh-Codebereichs-Transformation wird die Menge der bereits genutzten OVSF-Spreizcodes durch eine OVSF-Codebereichs-Transformation ermittelt. Die OVSF-Codebereichs-Transformation findet bezüglich eines bestimmten Spreizfaktors SFmin statt.

Nachteilig an der beschriebenen Lösung ist, dass für die Bildung des Korrektursignals OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFmin verwendet werden, wobei der Spreizfaktor SFmin dem kleinsten Spreizfaktor der im zusammengesetzten Signal genutzten Spreizcodes entspricht. Befindet sich beispielsweise in dem zusammengesetzten Signal ein Datenkanal mit hoher Datenrate, der einen Spreizfaktor von 8 erfordert, gilt SFmin = 8 und es verbleiben damit maximal 7 OVSF-Spreizcodes zur Erzeugung des Korrektursignals. Sind zusätzlich noch weitere Datenkanäle mit niedriger Datenrate, d. h. hohem Spreizfaktor, in dem zusammengesetzten Signal enthalten, scheiden einige oder gar alle der 7 verbleibenden OVSF-Spreizcodes bei einer OVSF-Codebereichs-Transformation mit dem Spreizfaktor SFmin des zusammengesetzten Signals als freie OVSF-Spreizcodes aus. Scheiden sämtliche OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFmin als freie OVSF-Spreizcodes aus, ist es unmöglich, ein zu dem zusammengesetzten Signal orthogonales Korrektursignal zu generieren.

Ferner werden im Stand der Technik weder der Einfluss der Kodierung mit dem Scrambling-Code noch der Einfluss eines sendeseitigen Pulsformungs-Filters oder der beiden Synchronisationskanäle berücksichtigt. Darüber hinaus ist die aus dem Stand der Technik bekannte technische Lehre nur anwendbar, wenn in einer Basisstation nur ein Scrambling-Code verwendet wird; die Verwendung verschiedener Scrambling-Codes wird also nicht berücksichtigt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein in Bezug auf die vorstehend beschriebenen Nachteile verbessertes Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals anzugeben. Ferner ist die Erfindung auf die Angabe einer entsprechenden Schaltung gerichtet.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.

Das Verfahren gemäß Anspruch 1 dient dem Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals. Hierbei wird vorausgesetzt, dass die Menge der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes als Code-Belegungsinformation bekannt ist. Das erfindungsgemäße Verfahren gliedert sich in 3 Schritte: In einem ersten Schritt werden Korrektur-Spreizcodes dadurch ausgewählt, dass die Belegungsinformation ausgewertet wird, wobei der Spreizfaktor SFcorr größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der genutzten Spreizcodes ist. Basierend auf den ausgewählten Korrektur-Spreizcodes wird ein spreizkodiertes Korrektursignal gebildet. Das gebildete Korrektursignal wird dann mit dem zusammengesetzten Signal überlagert, so dass die Leistung des resultierenden Signals begrenzt wird.

Im Stand der Technik werden freie Spreizcodes, die als Korrektur-Spreizcodes zur Bildung des Korrektursignals herangezogen werden, dadurch identifiziert, dass eine Codebereichs-Transformation des zusammengesetzten Signals durchgeführt wird. Gemäß Anspruch 1 wird hingegen die Code-Belegungsinformation zur Auswahl der Korrektur-Codes herangezogen. Die Code-Belegungsinformation ist generell in einer Basisstation vorhanden, da die Kenntnis über die bereits benutzten Codes zur Gewährleistung der Orthogonalität der Teilnehmerspezifischen Kanäle notwendig ist. Die Code-Belegungsinformation liegt dabei im Allgemeinen in Form einer Tabelle vor, welche für jeden Spreizcode angibt, ob dieser zur Spreizkodierung eines Teilnehmer-spezifischen Kanals benutzt wird oder nicht. Das erfindungsgemäße Verfahren ermittelt also im Vergleich zum Stand der Technik die freien Spreizcodes mit weniger Aufwand.

Es ist von Vorteil, wenn jeder der Korrektur-Spreizcodes den identischen Spreizfaktor SFcorr aufweist. In diesem Fall sind die genutzten Spreizcodes und die Korrektur-Spreizcodes vorteilhafterweise OVSF-Spreizcodes.

Im Stand der Technik wird der gemeinsame Spreizfaktor SFcorr der Korrektur-Spreizcodes gleich dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der hinsichtlich des zusammengesetzten Signals genutzten Spreizcodes gewählt. Werden erfindungsgemäß die Korrektur-Spreizcodes durch ein Auswerten der Code-Belegungsinformation bestimmt, besteht keine Einschränkung dahingehend, den Spreizfaktor SFcorr nicht größer als SFmin zu wählen. Indem erfindungsgemäß der gemeinsame Spreizfaktor SFcorr der Korrektur-Spreizcodes auch größer als SFmin gewählt werden kann und mit zunehmendem Spreizfaktor die Anzahl der OVSF-Spreizcodes zunimmt, stehen damit potentiell mehr Korrektur-Spreizcodes zur Verfügung. Scheidet also eine Vielzahl von OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr als freie OVSF-Spreizcodes aus, bleibt es im Allgemeinen aufgrund der erhöhten Anzahl von OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr dennoch möglich, ein zu dem zusammengesetzten Signal orthogonales Korrektursignal zu generieren. Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt also eine effizientere Ausnutzung der freien OVSF-Spreizcodes zur Generierung des Korrektursignals.

Die Code-Belegungstabelle wird vorteilhafterweise in der Form ausgewertet, dass ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr grundsätzlich keinen Korrektur-Spreizcode darstellt, wenn dieser Spreizcode ein genutzter Spreizcode ist oder einer der auf diesen Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit SF > SFcorr ein genutzter Spreizcode ist. Entsprechendes gilt, wenn einer der diesem Spreizcode im OVSF-Codebaum vorhergehenden Spreizcodes mit SF < SFcorr ein genutzter Spreizcode ist.

Vorteilhafterweise wird die Auswahl der Korrektur-Spreizcodes immer dann aktualisiert, wenn sich die Menge der genutzten Spreizcodes ändert. Dies ist dann der Fall, wenn ein Teilnehmer-spezifischer Kanal aus dem zusammengesetzten Signal entfernt wird oder ein neuer Kanal dem zusammengesetzten Signal hinzugefügt wird.

Es ist von Vorteil, wenn die Auswahl der Korrektur-Spreizcodes ferner in Abhängigkeit von ersten Leistungsangaben, welche jeweils für die Leistung eines spreizkodierten Signals des zusammengesetzten Signals charakteristisch sind, vorgenommen wird. Da es vom Übertragungssystem bis zu einem gewissen Grad toleriert werden kann, wenn nicht alle Korrektur-Spreizcodes orthogonal zu den genutzten Codes sind, können auch Spreizcodes als Korrektur-Spreizcodes verwendet werden, die nach der vorstehenden Auswertungsvorschrift grundsätzlich nicht als Korrektur-Spreizcode in Frage kommen. Um den Einfluss eines nicht orthogonalen Korrektur-Codes auf die Übertragungseigenschaften zu minimieren, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, die vorstehend genannten ersten Leistungsangaben der verschiedenen spreizkodierten Signale zu berücksichtigen. Wird ein Spreizcode bereits für einen Kanal genutzt, kann dieser Spreizcode tendenziell eher auch als Korrektur-Spreizcode verwendet werden, wenn die Leistung des zugehörigen Kanals möglichst groß ist. In diesem Fall ist der Störeinfluss durch das Korrektursignal auf diesen Kanal gering.

Es ist in diesem Zusammenhang von Vorteil, wenn für einen oder mehrere Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr zweite Leistungsangaben bestimmt werden, welche jeweils für die Leistung eines einem Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr zugeordneten Signalanteils des zusammengesetzten Signals charakteristisch sind. Diese Maßnahme trägt dem Gedanken Rechnung, dass selbst dann, wenn ein OVSF-Spreizcode nicht direkt zur Spreizung eines Kanals genutzt wird, dieser dennoch bei einer Codebereichs-Transformation des zusammengesetzten Signals eine Leistungskomponente aufweist, wenn ein im OVSF-Codebaum nachfolgender oder vorhergehender Code genutzt wird. Diese Leistungskomponente wird erfindungsgemäß für einen oder mehrere Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr bestimmt.

Vorzugsweise wird bei dem Verfahren vor dem eigentlichen Korrektursignal ein vorläufiges Korrektursignal in Abhängigkeit des zusammengesetzten Signals gebildet. Das vorläufige Korrektursignal basiert dabei auf beliebigen Spreizcodes und nicht nur auf den Korrektur-Spreizcodes. Ferner wird eine Codebereichs-Transformation des vorläufigen Korrektursignals bezüglich der Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr vorgenommen. Ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr wird als Korrektur-Spreizcode zwingend ausgewählt, wenn das Betragsquadrat des dem Spreizcode zugewiesenen Koeffizienten der Codebereichs-Transformation des vorläufigen Korrektursignals folgende Bedingung erfüllt: Dieses muss kleiner als ein bestimmter Bruchteil der zweiten Leistungsangabe des gleichen Spreizcodes sein. In diesem Fall ist der Störeinfluss aufgrund mangelnder Orthogonalität der Spreizcodes gering.

Die erfindungsgemäße Auswahl der Korrektur-Spreizcodes erfolgt vorteilhafterweise derart, dass Korrektur-Spreizcodes, welche orthogonal zu den genutzten Spreizcodes sind, ausschließlich anhand der Belegungsinformation ermittelt werden. Die verbleibenden Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr, die nicht orthogonal zu den genutzten Spreizcodes sind, werden als Korrektur-Spreizcodes ausgewählt, wenn die vorstehende Bedingung hinsichtlich der zweiten Leistungsangabe erfüllt ist.

Bei einem gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung arbeitenden Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals in einer W-CDMA-Funkeinrichtung wird zunächst ein spreizkodiertes Korrektursignal basierend auf Korrektur-Spreizcodes gebildet. Wesentlich für dieses Verfahren ist, dass das zusammengesetzte Signal bereits mit einem Scrambling-Code kodiert ist. Das gebildete Korrektursignal wird dann mit dem zusammengesetzten Signal überlagert.

Ist das zusammengesetzte Signal – wie vorgeschlagen – bereits mit dem Scrambling-Code kodiert, wird der Einfluss der Scrambling-Operation bei der Generierung des Korrektursignals berücksichtigt.

Nach einer vorteilhaften Ausführungsform wird zur Bildung des Korrektursignals zunächst ein vorläufiges Korrektursignal anhand des zusammengesetzten Signals gebildet. Das vorläufige Korrektursignal basiert dabei auf beliebigen Spreizcodes. Das vorläufige Korrektursignal wird dann mit dem invertierten Scrambling-Code dekodiert. Anschließend werden diejenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals ausgewählt, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren. Daraufhin werden die ausgewählten Signalanteile mit dem Scrambling-Code kodiert. Das Korrektursignal wird dann in Abhängigkeit der mit dem Scrambling-Code kodierten Signalanteile gebildet.

Indem – wie vorstehend beschrieben – das vorläufige Korrektursignal mit dem invertierten Scrambling-Code dekodiert wird, wird erst ermöglicht, die Signalanteile auszuwählen, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren. Dies kann vorteilhafterweise über eine Codebereichs-Transformation geschehen. Ohne eine entsprechende Dekodierung kann das vorläufige Korrektursignal nicht in einzelne Signalanteile untergliedert werden, welche jeweils auf verschiedenen Spreizcodes basieren. Es ist zu beachten, dass trotz der Dekodierung mit dem invertierten Scrambling-Code der Einfluss der Scrambling-Operation weiterhin Berücksichtigung findet, da nicht das zusammengesetzte Signal, sondern das vorläufige Korrektursignal mit dem invertierten Scrambling-Code dekodiert wird.

Vorteilhafterweise wird das Verfahren in einer W-CDMA-basierten Basisstation eingesetzt und das zusammengesetzte Signal umfasst zusätzlich die Daten der Synchronisationskanäle. In diesem Fall wird neben der Scrambling-Operation zusätzlich der Einfluss der Synchronisationskanäle bei der Generierung des Korrektursignals berücksichtigt.

Bei einem gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung arbeitenden alternativen Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals in einer W-CDMA-Funkeinrichtung ist das zusammengesetzte Signal noch nicht mit einem Scrambling-Code kodiert. In einem ersten Schritt wird ein spreizkodiertes Korrektursignal basierend auf Korrektur-Spreizcodes gebildet. Dabei wird das zusammengesetzte Signal mit dem dem zusammengesetzten Signal zugeordneten Scrambling-Code kodiert. In einem zweiten Schritt wird das zusammengesetzte Signal mit dem Korrektursignal überlagert.

Ist das zusammengesetzte Signal noch nicht mit dem Scrambling-Code kodiert, wird erfindungsgemäß der Einfluss der eigentlich im Signalfluss erst später stattfindenden Scrambling-Operation dennoch bei der Generierung des Korrektursignals schon berücksichtigt, indem der Bildung des Korrektursignals ein Signal zugrunde liegt, welches sich durch Kodierung des zusammengesetzten Signals mit dem Scrambling-Code ergibt.

Nach einer vorteilhaften Ausführungsform wird zur Bildung des Korrektursignals zunächst ein vorläufiges Korrektursignal anhand des mit dem Scrambling-Code kodierten zusammengesetzten Signals gebildet. Anschließend wird das vorläufige Korrektursignal mit dem invertierten Scrambling-Code dekodiert. Daraufhin werden diejenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals ausgewählt, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren. Schließlich wird das Korrektursignal in Abhängigkeit der ausgewählten Signalanteile gebildet. Auch hier gilt, dass trotz der Dekodierung mit dem invertierten Scrambling-Code der Einfluss der Scrambling-Operation weiterhin Berücksichtigung findet.

Ein gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung arbeitendes Verfahren dient dem Begrenzen der Leistung eines aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals. Zunächst wird ein spreizkodiertes Korrektursignal basierend auf Korrektur-Spreizcodes gebildet. Das gebildete Korrektursignal wird dann mit dem zusammengesetzten Signal überlagert. Wesentliches Merkmal dieses Verfahrens ist, dass bei der Bildung des spreizkodierten Korrektursignals entweder das zusammengesetzte Signal oder ein von dem zusammengesetzten Signal abhängiges Signal digital gefiltert wird. Die Filterung erfolgt dabei entsprechend der Signalformung einer oder mehrerer digitaler, analoger oder mixed-signal Signalverarbeitungsstufen, die der Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals nach der Scrambling-Operation dienen. Als Signalverarbeitungsstufen kommen insbesondere das sendeseitige Pulsformungs-Filter (analog oder digital), der Digital/Analog-Wandler vor dem Hochmischen ins Trägerfrequenzband, der Mischer und andere Filter zur Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals in Betracht. Die Filterung kann dabei auch nur einen Teilaspekt der vorstehend genannten Signalverarbeitungsstufen betreffen, beispielsweise den Sampleand-Hold-Effekt eines Digital/Analog-Wandlers und das analoge Tiefpass-Filter (reconstruction filter) am Ausgang des Digital/Analog-Wandlers. Demgegenüber kann die Filterung auch entsprechend der gesamten Kette von Signalverarbeitungsstufen bis zum Eingang des Leistungsverstärkers erfolgen.

Vorteil des vorstehend beschriebenen Verfahrens ist, dass der Einfluss der eigentlich im Signalfluss erst nachfolgend angeordneten Signalverarbeitungsstufen dennoch bei der Generierung des Korrektursignals im Voraus schon berücksichtigt wird. Das Verhalten des Senders an einem nachgeschalteten Punkt wird so vorhergesagt und im Voraus kompensiert.

Es ist von Vorteil, wenn das Filtern mit einer gegenüber der Abtastrate des zusammengesetzten Signals erhöhten Abtastrate durchgeführt wird. Grund dafür ist, dass die digitalen Signalverarbeitungsstufen zur Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals im Allgemeinen schon mit einer erhöhten Abtastrate arbeiten. Die analogen und mixed-signal Signalverarbeitungsstufen erzeugen grundsätzlich Signalanteile, die über der Chiprate liegen. Soll die Signalformung einer oder mehrerer digitaler, analoger oder mixed-signal Signalverarbeitungsstufen möglichst präzise nachgebildet werden, muss das zusammengesetzte Signal mit erhöhter Abtastrate gefiltert werden.

Ein gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung arbeitendes Verfahren dient dem Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus M mit unterschiedlichen Scrambling-Codes kodierten ersten Signalen zusammengesetzten zweiten Signals. Dabei ist jedes erste Signal ein aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetztes Signal. Das Verfahren gliedert sich wie folgt: Zunächst wird ein spreizkodiertes Korrektursignal basierend auf Korrektur-Spreizcodes gebildet. Dazu wird ein erstes vorläufiges Korrektursignal in Abhängigkeit des zweiten Signals gebildet. Anschließend werden P zweite vorläufige Korrektursignale aus dem ersten vorläufigen Korrektursignal erzeugt, wobei P ≤ M gilt. Dann werden die P zweiten vorläufigen Korrektursignale mit P der M invertierten Scrambling-Codes jeweils dekodiert. Anschließend werden diejenigen Signalanteile der P dekodierten zweiten vorläufigen Korrektursignale ausgewählt, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren. Das Korrektursignal wird dann in Abhängigkeit der ausgewählten Signalanteile gebildet. Dazu werden die ausgewählten Signalanteile jeweils zunächst noch mit dem entsprechenden Scrambling-Code kodiert. Das gebildete Korrektursignal wird dann mit dem zusammengesetzten Signal überlagert, so dass die Leistung des resultierenden Signals begrenzt wird.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht somit die Leistung eines zusammengesetzten Signals zu begrenzen, welches auf mehreren Scrambling-Codes beruht. Die Erzeugung der P zweiten vorläufigen Korrektursignale aus dem ersten vorläufigen Korrektursignal wird vorteilhafterweise in der Form ausgeführt, dass das erste Korrektursignal auf die P zweiten vorläufigen Korrektursignale aufgeteilt wird. Die Aufteilung kann dabei anhand verschiedener Kriterien vorgenommen werden. Es ist denkbar, das erste Korrektursignal zu gleichen Teilen aufzuteilen. Alternativ kann das erste Korrektursignal auch proportional zu dem RMS-Wert (Root Mean Square) der ersten Signale oder zu dem Mittelwert des Betrags der ersten Signale aufgeteilt werden.

Im Sinne der Anmeldung können die verschiedenen Aspekte der Erfindung auch kombiniert werden. So kann beispielsweise die Auswahl der Korrektur-Codes gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung auch bei den Verfahren gemäß dem zweiten bis vierten Aspekt der Erfindung Verwendung finden.

Die vorstehenden Aussagen hinsichtlich der erfindungsgemäßen Verfahren gelten sinngemäß auch für die verschiedenen erfindungsgemäßen Schaltungen zur Begrenzung der Leistung eines zusammengesetzten Signals gemäß den Ansprüchen 21 bis 35.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigen:

1 eine Darstellung einer Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation in einer UMTS-Basisstation;

2 eine Darstellung des Verlaufs der komplementären kumulativen Verteilungsfunktion ccdf;

3 eine Darstellung einer zu 1 alternativen Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation in einer UMTS-Basisstation;

4 eine Darstellung eines OVSF-Codebaums;

5 eine Darstellung eines Ausschnitts eines OVSF-Codebaums bei beispielhafter Nutzung mehrerer OVSF-Spreizcodes;

6 eine Darstellung einer Schaltungsanordnung zur Leistungsbegrenzung nach dem Stand der Technik;

7 eine Darstellung dreier Ausgangssignalverläufe eines Pulsformungs-Filters;

8 eine Darstellung einer ersten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Leistungsbegrenzung nach dem ersten Aspekt der Erfindung;

9 eine Darstellung der erfindungsgemäß ermittelten Korrekturcodes bei Belegung des OVSF-Codebaums gemäß 5;

10 eine Darstellung einer zweiten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Leistungsbegrenzung nach dem ersten Aspekt der Erfindung;

11 eine Darstellung einer auf 3 basierenden Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation mit einer Leistungsbegrenzung am Punkt T nach dem zweiten Aspekt der Erfindung;

12 bis 17 Darstellungen verschiedener erfindungsgemäßer Schaltungsanordnungen zur Leistungsbegrenzung nach dem zweiten Aspekt der Erfindung;

18 eine Darstellung einer erfindungsgemäßen auf 12 basierenden Schaltungsanordnung zur Leistungsbegrenzung nach dem dritten Aspekt der Erfindung;

19 eine Darstellung einer ersten Implementierungsform einer erweiterten Rechen-Einheit zur Bestimmung des vorläufigen Korrektursignals gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung;

20 eine Darstellung der Anordnung verschiedener Phasenlagen &phgr;0, &phgr;1, ..., &phgr;N-1 zwischen zwei Abtastzeitpunkten nT und (n + 1)T;

21 eine Darstellung einer zweiten Implementierungsform der erweiterten Rechen-Einheit zur Bestimmung des vorläufigen Korrektursignals gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung;

22 eine Darstellung einer Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation mit M verschiedenen Scrambling-Codes; und

23 eine Darstellung der Implementierung der Schaltung zur Leistungsbegrenzung gemäß 22.

1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation in einer W-CDMA-basierten UMTS-Basisstation. Die Darstellung ist an das UMTS-Standard-Dokument 3GPP TS 25.213 V5.3.0 angelehnt. Nachfolgend werden zunächst die Spreizkodierung und die Kodierung mit dem Scrambling-Code anhand eines physikalischen Kanals aus einer Mehrzahl parallel prozessierter Kanäle beschrieben. Ein serielles Datensignal b1 eines physikalischen Kanals mit einer bestimmten Datenrate wird in einer Einheit 2 in ein paralleles Signal basierend auf zwei Bitströmen gewandelt. Die beiden Bitströme werden dann je nach Modulationsart, beispielsweise QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) oder 16-QAM (Quadrature Amplitude Modulation), seitens einer Mapping-Einheit 3 auf den I- und den Q-Pfad abgebildet. Das resultierende komplexe Signal wird über zwei Multiplizierer 4 mit einem komplexen Channelisation-Code Cch,SF,k gespreizt. Jedem physikalischen Kanal wird ein eigener Channelisation-Code Cch,SF,k zugewiesen. Bei den Channelisation-Codes Cch,SF,k handelt es sich um OVSF-Spreizcodes.

Nach der Kanalspreizung weist jeder Kanal eine Chiprate von 3,84 MHz auf. Die beiden gespreizten Datenströme werden über einen Addierer 5 und einen Phasenschieber 6 in einen komplexen Datenstrom I + jQ gewandelt. Der komplexe Datenstrom I + jQ wird am Punkt C mit dem Scrambling-Code Sdl,n kodiert, was auch als Scrambling bezeichnet wird. Hierbei wird das Signal mit der komplexen Code-Sequenz des Scrambling-Codes Sdl,n mittels eines Multiplizierers 7 multipliziert. Der UMTS-Standard erlaubt, für verschiedene physikalische Kanäle unterschiedliche Scrambling-Codes Sdl,n zu verwenden. Jedoch wird typischerweise in einer Sende-Einheit einer Basisstation nur ein Scrambling-Code Sdl,n verwendet, um die Orthogonalität der Channelisation-Codes weitestgehend zu erhalten.

Nach dem komplexwertigen Scrambling am Punkt S wird der Kanal durch Multiplikation mit einem Skalierwert G1 mittels eines Multiplizierers 8 auf einen ihm zugewiesenen Leistungswert skaliert. Die skalierten Signale verschiedener physikalischer Kanäle werden mittels eines Addierers 9 überlagert. Das resultierende aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzte Signal wird anschließend mittels eines Addierers 11 mit den skalierten Synchronisationskanälen P-SCH (Primary Synchronisaton Channel) und S-SCH (Secondary Synchronisaton Channel) überlagert. Das resultierende komplexe Signal am Punkt T wird über eine Einheit 12 in den Real- und Imaginärteil 13 bzw. 14 aufgeteilt. Beide Datenströme weisen dabei eine Chiprate von 3,84 MHz auf. Jedes der Signale 13 und 14 wird einem Pulsformungs-Filter 16 zugeführt, wobei die Pulsformungs-Filter 16 als Square-Root-Raised-Cosine-Filter mit einem Roll-Off-Faktor von 22% ausgeführt sind. Die Filter arbeiten dabei mit gegenüber der Chiprate erhöhter Abtastrate. Anschließend werden die gefilterten Signale in das Trägerfrequenzband mittels eines Mischers 17 hochgemischt.

Anschließend werden der Real- und der Imaginärteil von einem Addierer 18 addiert. Das am Ausgang 0 von 1 resultierende Signal wird in einen Leistungsverstärker (nicht dargestellt) gespeist, der das Hochfrequenzsignal verstärkt und an eine Antenne (nicht dargestellt) liefert.

Das mit dem Scrambling-Code kodierte zusammengesetzte Signal am Punkt T ergibt sich aus der Überlagerung mehrerer komplexer Zufallssignale, wobei die Amplitude des Gesamtsignals eine Normalverteilung aufweist. Die Leistung des Gesamtsignals besitzt daher einen großen Dynamikbereich. Die auf den Punkt T folgende Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals kann den Dynamikbereich noch weiter vergrößern.

In 2 ist der Verlauf der komplementären kumulativen Verteilungsfunktion ccdf (complementary cumulative distribution function) der W-CDMA-Signale am Punkt T (Kurve 20) und am Punkt 0 (Kurve 21) dargestellt. Dabei beschreibt der Wert der Funktion ccdf auf der Y-Achse die Wahrscheinlichkeit, dass das Verhältnis der momentanen Leistung Pin zur mittleren Leistung Prms des entsprechenden Signals größer als das auf der X-Achse aufgetragene Verhältnis ist. Der Dynamikbereich eines Signals wird dabei als das Verhältnis der momentanen Leistung Pin zur mittleren Leistung Prms des entsprechenden Signals definiert, bei dem die Funktion ccdf den Wert 10–4 aufweist. Der Dynamikbereich des zusammengesetzten Signals am Punkt T beträgt ungefähr 10 dB, während der Dynamikbereich am Punkt 0 bei ungefähr 11 dB liegt.

Ein derart großer Dynamikbereich wirkt sich besonders negativ auf den Leistungsverstärker aus. Um Nichtlinearitäts-Effekte, wie beispielsweise ein Mischen in andere Frequenzbänder zu unterbinden, ist es notwendig, dass der Kompressions-Punkt des Leistungsverstärkers mindestens 10 dB über der maximalen Eingangsleistung liegt. Dies bedeutet jedoch, dass der Leistungsverstärker in Bezug auf die mittlere Eingangsleistung deutlich überdimensioniert ist. Damit verbunden ist eine erhöhte Leistungsaufnahme, eine geringe Leistungseffizienz und ein erhöhter Aufwand zum Bereitstellen der Versorgungsspannung und zum Kühlen des Leistungsverstärkers. Diese Nachteile sind mit zusätzlichen Kosten für den Betreiber einer Basisstation verbunden.

Alternativ zu der in 1 dargestellten Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation kann diese auch gemäß 3 aufgebaut sein. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Komponenten und Signale aus 1 und 3 entsprechen einander. Wesentlicher Unterschied zwischen den Schaltungsanordnungen gemäß 1 und 3 ist, dass in 3 die einzelnen Kanäle zunächst separat mit dem entsprechenden Spreizcode Cch,SF,k gespreizt werden und dann zu einem zusammengesetzten Signal überlagert werden. Anschließend wird am Punkt C das zusammengesetzte Signal mit dem Scrambling-Code kodiert. Es erfolgt in 3 also kein separates Scrambling der einzelnen Kanäle wie in 1. Nachfolgende Ausführungen beziehen sich auf die in 3 dargestellte Schaltungsanordnung; diese sind jedoch im Allgemeinen auch auf die in 1 dargestellte Schaltungsanordnung übertragbar.

Jeder physikalische Kanal wird mit einem unterschiedlichen OVSF-Spreizcode Cch,SF,k gespreizt, wobei alle Spreizcodes orthogonal zueinander sind. Jeder Spreizcode Cch,SF,k besteht dabei aus einer reellen Sequenz der Werte +1 oder –1. Die Länge SF einer derartigen Sequenz ist eine Potenz von 2. Die Länge SF entspricht dem Spreizfaktor. Der Spreizfaktor SF des verwendeten OVSF-Spreizcode Cch,SF,k eines physikalischen Kanals hängt von der Symbolrate des physikalischen Kanals ab. Je höher die Symbolrate ist, desto geringer ist der Spreizfaktor SF des entsprechenden Spreizcodes Cch,SF,k. Nach der Kanalspreizung weist jeder physikalische Kanal die gleiche Chiprate, nämlich 3,84 MHz, auf, so dass die einzelnen Kanäle in dem Addierer 9 überlagert werden können.

In 4 ist ein OVSF-Codebaum dargestellt, aus dem die einzelnen OVSF-Spreizcodes Cch,SF,k abgeleitet werden. Dieser weist eine Mehrzahl von Ebenen auf, deren zugehörige OVSF-Spreizcodes durch den gleichen Spreizfaktor charakterisiert sind. Auf jeden OVSF-Spreizcode mit einem Spreizfaktor SF = n folgen im OVSF-Codebaum zwei zueinander orthogonale OVSF-Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SF = 2n, wobei diese jedoch nicht mehr zu dem OVSF-Spreizcode mit dem Spreizfaktor n orthogonal sind. Zur Gewährleistung der Orthogonalität der spreizkodierten Signale dürfen nur bestimmte OVSF-Spreizcodes aus dem OVSF-Codebaum ausgewählt werden: Sobald ein OVSF-Spreizcode aus dem OVSF-Codebaum mit einem bestimmten Spreizfaktor bereits genutzt wird, dürfen alle auf diesen OVSF-Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit höherem Spreizfaktor nicht mehr verwendet werden. Wird beispielsweise der Spreizcode Cch,2,0 mit dem Spreizfaktor SF = 2 genutzt, können die nachfolgenden Spreizcodes, wie die Spreizcodes Cch,4,0, Cch,4,1 mit dem Spreizfaktor SF = 4 sowie die Spreizcodes Cch,8,0 bis Cch,8,3 mit dem Spreizfaktor SF = 8, nicht mehr verwendet werden. Die Entscheidung, welche Spreizcodes verwendet werden, wird in höheren OSI-Schichten getroffen und dem OVSF-Code-Generator mitgeteilt.

5 zeigt eine beispielhafte Nutzung mehrerer OVSF-Spreizcodes eines OVSF-Codebaums. Dabei werden für die verschiedenen physikalischen Kanäle mehrere OVSF-Spreizcodes mit verschiedenen Spreizfaktoren genutzt. Die genutzten Spreizcodes sind in 5 jeweils mit einem Kreuz markiert. Die jeweils auf die genutzten OVSF-Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit höherem Spreizfaktor dürfen zur Gewährleistung der Orthogonalität nicht mehr verwendet werden. Dies ist durch die dargestellten Dreiecke bildlich zum Ausdruck gebracht worden. Lediglich die verbleibenden OVSF-Spreizcodes sind freie Spreizcodes und können zur Spreizkodierung zusätzlicher Kanäle verwendet werden.

In der den nächstliegenden Stand der Technik bildenden Offenlegungsschrift WO 02/101954 A1 wird die Leistung eines aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals derart begrenzt, dass ein Korrektursignal gebildet wird, welches lediglich auf Korrektur-Spreizcodes basiert. Die Korrektur-Spreizcodes bilden eine Untermenge der freien Spreizcodes. Ein derartiges Korrektursignal begrenzt bei Überlagerung mit dem zusammengesetzten Signal die Leistung des resultierenden Signals und stört die Übertragung der physikalischen Kanäle nicht, da die Korrektur-Spreizcodes orthogonal zu den genutzten Spreizcodes sind. Für die Bildung des Korrektursignals werden OVSF-Korrektur-Spreizcodes mit einem identischen Spreizfaktor SFmin verwendet, wobei der Spreizfaktor SFmin dem kleinsten Spreizfaktor der hinsichtlich des zusammengesetzten Signals genutzten Spreizcodes entspricht.

Die in 6 dargestellte Schaltungsanordnung verdeutlicht das aus der Offenlegungsschrift WO 02/101954 A1 bekannte Prinzip zur Leistungsbegrenzung eines zusammengesetzten W-CDMA-Signals. Das zusammengesetzte Signal xn am Punkt C (s. 3), d. h. vor dem Scrambling, wird in einzelne Blöcke mit SFmin Chips unterteilt. Jeder Block wird wie in 6 dargestellt verarbeitet. In der Rechen-Einheit 60 wird zunächst überprüft, ob in dem Block der Länge SFmin mindestens ein Chip eine Amplitude aufweist, die größer als ein erster Schwellwert thr1 ist. Ist dies der Fall, wird in der Einheit 60 ein vorläufiges Korrektursignal yn gemäß der Beziehung yn = xn – xn/|xn|·thr1(1) mit SFmin Chips gebildet. Alternativ bestimmt sich die Amplitude des vorläufigen Korrektursignals yn zu null. Das vorläufige. Korrektursignal yn und das Eingangssignal xn werden jeweils einer Einheit 61 bzw. 62 zur Durchführung einer Codebereichs-Transformation zugeführt. Eine Codebereichs-Transformation hinsichtlich der Codes

mit dem Spreizfaktor SFmin kann durch folgende Gleichung beschrieben werden:

Dabei beschreiben die Größe xn die Chips des zu transformierenden Signals der Länge SFmin und die Größe

die Chips des Spreizcode-Folge

Die Ausgangsgrößen der Einheit 61 und 62 Yk bzw. Xk repräsentieren somit die Code-Komponenten des zusammengesetzten Signals xn bzw. des vorläufigen Korrektursignals yn. Das Ausgangssignal Xk der Rechen-Einheit 62 wird einem Vergleicher 63 zugeführt. Der Vergleicher 63 prüft, ob die Code-Komponente Xk des zusammengesetzten Signals xn größer als ein zweiter Schwellwert thr2 ist. Ist dies der Fall, wird der zugeordnete Code

oder ein im Codebaum diesem Code vorhergehender Code bereits zur Erzeugung des Signals xn genutzt. In diesem Fall kann der entsprechende Code
nicht zur Bildung des Korrektursignals verwendet werden. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird in diesem Fall zu 0 gesetzt. Wird hingegen der zweite Schwellwert thr2 nicht überschritten, kann davon ausgegangen werden, dass es sich bei dem betreffenden Code
um einen freien Code handelt, der somit als Korrekturcode verwendet werden kann. Daher liefert in diesem Fall der Vergleicher 63 ein Ausgangssignal mit dem Wert 1.

Durch Multiplikation des Codebereichs-transformierten Signals Yk mit dem Ausgangssignal des Vergleichers 63 über einen Multiplizierer 64 bleiben im Ausgangssignal lediglich die Anteile Yk erhalten, die auf einem freien Spreizcode basieren. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 64 wird in einer Rechen-Einheit 65 durch eine inverse Codebereichs-Transformation vom Codebereich in den Zeitbereich transformiert. Das Ausgangssignal der Rechen-Einheit 65 wird anschließend in einer Einheit 66 skaliert und als Korrektursignal y'n von dem zeitlich verzögerten Eingangssignal xn mittels eines Subtrahierers 67 subtrahiert. Zur Verzögerung des Eingangssignals xn dient ein Verzögerungsglied 68; dieses berücksichtigt die zur Generierung des Korrektursignals y'n notwendige Verarbeitungszeit. Über die Wahl der Schalterstellung der Schalter 69 und 70 kann der vorstehend genannte Ablauf unter Ausnutzung eines Rückkopplungspfades 71 iterativ wiederholt werden, wobei als Eingangssignal xn dann das in der letzten Iteration generierte Ausgangssignal x'n des Subtrahierers 67 verwendet wird. Sobald der zu erzielende Leistungswert des Signals x'n erreicht worden ist, wird das leistungskorrigierte Signal x'n an den Multiplizierer 7 (vgl. 3) weitergereicht.

Nachteilig an der beschriebenen Lösung ist, dass für die Bildung des Korrektursignals OVSF-Spreizcodes mit einem Spreizfaktor SFmin verwendet werden, wobei der Spreizfaktor SFmin dem kleinsten Spreizfaktor der hinsichtlich des zusammengesetzten Signals genutzten Spreizcodes entspricht. Dadurch ist die Menge der zur Verfügung stehenden Korrekturcodes im Allgemeinen sehr gering, so dass ein geeignetes Korrektursignal y'n nur schlecht oder überhaupt nicht erzeugt werden kann.

Ferner wird im Stand der Technik weder der Einfluss der Kodierung mit dem Scrambling-Code noch der Einfluss eines sendeseitigen Pulsformungs-Filters oder der beiden Synchronisationskanäle berücksichtigt. Darüber hinaus ist die aus dem Stand der Technik bekannte technische Lehre nur anwendbar, wenn in einer Basisstation nur ein einziger Scrambling-Code verwendet wird.

7 zeigt den Einfluss des Pulsformungs-Filters 16 (vgl. 3) anhand dreier Ausgangssignalverläufe 73, 74 und 75 des Pulsformungs-Filters 16, die sich deutlich von den zugeordneten Filter-Eingangssequenzen 73', 74' bzw. 75' unterscheiden.

In 8 ist eine erfindungsgemäße Schaltung zur Leistungsanpassung des zusammengesetzten Signals am Punkt C dargestellt, welche auf der Schaltungsanordnung aus 6 aufbaut. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten in 6 und 8 entsprechen einander. Der einzige Unterschied zwischen den in 6 und 8 dargestellten Schaltungen liegt in der Bestimmung der Korrekturcodes. In 6 werden freie Spreizcodes, die als Korrektur-Spreizcodes zur Bildung des Korrektursignals herangezogen werden, dadurch identifiziert, dass eine Codebereichs-Transformation des zusammengesetzten Signals xn durchgeführt wird. In 8 hingegen wird eine Belegungstabelle 80 des OVSF-Code-Generators (s. 3) ausgelesen. Ein Eintrag Cch,SF,k der Belegungstabelle gibt dabei für den gleichnamigen OVSF-Code an, ob dieser Code für die Spreizung eines physikalischen Kanals bereits genutzt wird. Anhand der Einträge der Belegungstabelle kann für jeden OVSF-Code mit dem identischen Spreizfaktor SFcorr in einer Rechen-Einheit 82 geprüft werden, ob dieser als Korrekturcode in Frage kommt. Bei dieser Prüfung wird für die OVSF-Codes mit dem identischen Spreizfaktor SFcorr eine Korrekturcode-Tabelle mit den Einträgen

angelegt, die für jeden OVSF-Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr angibt, ob dieser Code als Korrekturcode verwendet werden kann.

In 6 wird der gemeinsame Spreizfaktor der Korrektur-Spreizcodes gleich SFmin gewählt. Für den fest gewählten Spreizfaktor der Korrekturcodes SFcorr gemäß 8 kommen hingegen alle Spreizfaktoren größer gleich SFmin in Frage. In der Recheneinheit 61' wird eine Codebereichs-Transformation bezüglich der OVSF-Spreizcodes mit dem gewählten Spreizfaktor SFcorr durchgeführt. Auch die inverse Codebereichs-Transformation in der Rechen-Einheit 65' basiert auf dieser Menge von Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr.

Die Korrekturcode-Tabelle wird seitens der Rechen-Einheit 82 derart bestimmt, dass ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr grundsätzlich keinen Korrektur-Spreizcode darstellt, wenn dieser Spreizcode ein genutzter Spreizcode ist oder einer der auf diesen Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit SF > SFcorr ein genutzter Spreizcode ist. Entsprechendes gilt, wenn einer der diesem Spreizcode im OVSF-Codebaum vorhergehenden Spreizcodes mit SF < SFcorr ein genutzter Spreizcode ist. Diese Vorgehensweise bewirkt, dass die Orthogonalität der Korrekturcodes zu den genutzten Codes gewährleistet wird.

Die Berechnung der Korrekturcode-Tabelle für die Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr kann anhand nachfolgendem Pseudo-Programmcode seitens der Rechen-Einheit 82 erfolgen:

Im Pseudo-Programmcode beschreibt SFmax den maximalen Spreizfaktor des Systems. Für ein W-CDMA-System, wie beispielsweise ein UMTS-System, liegt SFmax bei 512. Die boolesche Größe Cch,SF,k gibt an, ob der gleichnamige Spreizcode Cch,SF,k gemäß der Belegungstabelle ein genutzter Code ist. Die boolesche Größe

hingegen beschreibt, ob der gleichnamige potentielle Korrektur-Spreizcode
als Korrekturcode ausgewählt worden ist. Ist der Wert der booleschen Größe
gleich 1 wird der gleichnamige Spreizcode
als Korrekturcode verwendet.

Der ermittelte Wert der booleschen Größe

wird für jeden potentiellen Korrekturcode
seitens der RechenEinheit 82 ausgeben und mit dem entsprechenden Koeffizienten Yk des transformierten vorläufigen Korrektursignals mittels eines Multiplizierers 64 multipliziert. Dadurch bleiben im Ausgangssignal des Multiplizierers 64 lediglich die Komponenten Yk erhalten, die auf einem freien Korrekturcode basieren.

9 zeigt die erfindungsgemäß ausgewählten Korrekturcodes bei einer Festlegung des Spreizfaktors SFcorr zu 64 und einer Belegung des OVSF-Codebaums gemäß 5. Die ausgewählten Korrekturcodes sind mit einem Kreis markiert. In dem in 9 dargestellten Beispiel ist der gemäß dem Stand der Technik verwendete Spreizfaktor SFmin = 4. Bei einer gemäß dem Stand der Technik arbeitenden Schaltung zur Leistungsanpassung wären in diesem Fall keine Korrekturcodes mit dem Spreizfaktor SFmin verwendbar, da im OVSF-Codebaum zu jedem Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFmin mindestens ein nachfolgender Spreizcode oder der Spreizcode selbst bereits zur Spreizung des zusammengesetzten Signals genutzt wird.

In 10 ist eine zweite erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Leistungsbegrenzung nach dem ersten Aspekt der Erfindung dargestellt, die auf der Schaltung gemäß 8 aufbaut. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten in 8 und 10 entsprechen einander. Hierbei ist die Rechen-Einheit 82' gegenüber der Rechen-Einheit 82 aus 8 erweitert. Diese liest aus der Belegungstabelle 80 des OVSF-Code-Generators zusätzlich zu den Belegungsinformationen Cch,SF,k erste Leistungsangaben Pch,SF,k für jeden OVSF-Code aus. Eine erste Leistungsangabe Pch,SF,k ist dabei für die Leistung eines mit dem Spreizcode Cch,SF,k spreizkodierten Signals in dem zusammengesetzten Signal xn charakteristisch. Wird ein Spreizcode bereits Cch,SF,k genutzt, ist die erste Leistungsangabe Pch,SF,k ungleich 0.

Die Rechen-Einheit 82' bestimmt dabei für jeden potentiellen Korrekturcode mit dem Spreizfaktor SFcorr neben der booleschen Größe

eine zweite Leistungsangabe
welche jeweils für die Leistung eines einem Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr zugeordneten Signalanteils des zusammengesetzten Signals charakteristisch ist. Diese Maßnahme trägt dem Gedanken Rechnung, dass selbst, wenn ein OVSF-Spreizcode nicht direkt für einen Kanal genutzt wird und dessen erste Leistungsangabe den Wert 0 aufweist, dieser dennoch bei einer Codebereichs-Transformation des zusammengesetzten Signals einen von 0 verschiedenen Koeffizienten aufweist, wenn ein im OVSF-Codebaum nachfolgender oder vorhergehender Code genutzt wird.

Die von der Rechen-Einheit 82' für einen potentiellen OVSF-Code mit dem Spreizfaktor SFcorr berechneten Größen

und
werden von einer Rechen-Einheit 100 ausgelesen. Die Rechen-Einheit 100 dient der Ansteuerung des Multiplizierers 64 über das Spreizcode-abhängige Signal 101. Nur wenn der Wert des einem potentiellen Korrekturcode zugeordneten Signals 101 einer logischen 1 entspricht, bleibt der von dem Multiplizierer 64 entgegengenommene Codebereichs-Koeffizient Yk im Ausgangssignal des Multiplizierers 64 erhalten. Der Wert des Signals 101 entspricht einer logischen 1, wenn der zugehörige Spreizcode ein freier Spreizcode ist
oder wenn der Spreizcode kein freier Spreizcode ist
und das Betragsquadrat des Koeffizienten Yk kleiner als ein bestimmter Bruchteil Gk der zweiten Leistungsangabe
ist.

Die Berechnung der Größen

und
in der Rechen-Einheit 82' kann dabei anhand nachfolgendem Pseudo-Programmcode erfolgen, der auf dem vorstehend angegebenen Pseudo-Programmcode aufbaut:

Wird ein OVSF-Code mit einem Spreizfaktor SF < SFcorr genutzt, wird die zweite Leistungsangabe

für die im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr dadurch bestimmt, dass die erste Leistungsangabe Pch,SF,k mit dem Faktor SF/SFcorr multipliziert wird. Zur Ermittlung der zweiten Leistungsangabe
wird das Ergebnis der Multiplikation mit einer etwaigen, bereits in vorherigen Rechenschritten ermittelten zweiten Leistungsangabe
addiert.

Gilt hingegen für einen genutzten OVSF-Code, dass dessen Spreizfaktor SF gleich dem Spreizfaktor SFcorr der Korrektur-Codes ist, so ergibt sich die zweite Leistungsangabe

für denselben OVSF-Spreizcode aus der ersten Leistungsangabe Pch,SF,k zuzüglich einer etwaigen, bereits in vorherigen Rechenschritten ermittelten zweiten Leistungsangabe
desselben OVSF-Spreizcodes.

Wird ein OVSF-Code mit einem Spreizfaktor SF > SFcorr genutzt, wird die zweite Leistungsangabe

für den im OVSF-Codebaum vorhergehenden Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr dadurch bestimmt, dass die ersten Leistungsangabe Pch,SF,k des genutzten Spreizcodes und eine etwaige, bereits in vorherigen Rechenschritten ermittelte zweite Leistungsangabe
des vorhergehenden OVSF-Spreizcodes addiert werden.

Der zweite Aspekt der Erfindung betrifft die Berücksichtigung der Scrambling-Operation bei der Leistungsbegrenzung. Die bereits aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Leistungsbegrenzung gemäß 6 verarbeitet das zusammengesetzte Signal am Punkt C (vgl. 3). Bei der Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt C wird weder die Scrambling-Operation noch die anschließende Addition der Synchronisationskanäle P-SCH und S-SCH berücksichtigt. Ein am Punkt C leistungskorrigiertes Signal weist daher nicht zwingend nach der Scrambling-Operation und der Addition der Synchronisationskanäle den erforderlichen Dynamikbereich auf.

Zur Berücksichtung dieser Einflüsse wird daher erfindungsgemäß vorgeschlagen, die Leistungskorrektur am Punkt T (vgl. 3) durchzuführen. 11 zeigt eine auf 3 basierende Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation, welche eine Schaltung 110 zur Leistungsbegrenzung am Punkt T aufweist. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten in 3 und 11 entsprechen dabei einander. Bei dieser Konfiguration kann der Einfluss der Scrambling-Operation und der anschließenden Addition der Synchronisationskanäle P-SCH und S-SCH berücksichtigt werden.

In 12 ist ein erster Implementierungsvorschlag der Schaltung 110 (vgl. 11) angegeben. Die Realisierung basiert auf der in 6 dargestellten Schaltung. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten in 6 und 12 entsprechen dabei einander. Bei der Schaltungsanordnung gemäß 12 wird das vorläufige Korrektursignal yn zunächst mit dem invertierten Scrambling-Code mittels eines Multiplizierers 120 multipliziert. Der invertierte Scrambling-Code wird durch Inversion des Scrambling-Codes in einer Rechen-Einheit 121 bestimmt. Das mit dem invertieren Scrambling-Code dekodierte vorläufige Korrektursignal wird anschließend in der Rechen-Einheit 61 einer Codebereichs-Transformation unterzogen. Die Komponenten des transformierten Signals, welche auf freien Codes basieren, werden über den Multiplizierer 64 bestimmt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 64 wird anschließend in der Rechen-Einheit 65 einer inversen Codebereichs-Transformation unterworfen. Das so generierte Signal wird daraufhin mittels eines Multiplizierers 122 mit dem über ein Verzögerungsglied 124 verzögerten Scrambling-Code kodiert. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 122 bildet das Korrektursignal y'n.

Zur Auswahl der Korrekturcodes wird im Unterschied zu der in 6 dargestellten Vorgehensweise das zusammengesetzte Signal xn zunächst mittels eines Multiplizierers 123 mit dem invertierten Scrambling-Code dekodiert, bevor eine Codebereichs-Transformation durchgeführt wird.

Die in 12 dargestellte Dekodierung des vorläufigen Korrektursignals yn lässt sich mit der in 8 und 10 dargestellten Vorgehensweise zur Auswahl der Korrekturcodes kombinieren. Die entsprechenden Schaltungsanordnungen 110 sind in 13 bzw. 14 dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten aus 8, 12 und 13 bzw. 10, 12 und 14 entsprechen dabei einander.

Alternativ zu der in 11 dargestellten Anordnung kann die Schaltung zur Leistungsbegrenzung 110 auch am Punkt S platziert werden, d. h. vor der Addition der Synchronisationskanäle P-SCH und S-SCH über den Addierer 11. In diesem Fall wird der Einfluss der Synchronisationskanäle bei der Bestimmung des Korrektursignals nicht berücksichtigt. Die in 12 bis 14 dargestellten Implementierungsformen die Schaltung zur Leistungsbegrenzung 110 erfahren dabei keine Änderung.

Außerdem ist es im Sinne der Erfindung denkbar, die Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt C (vgl. 11) vorzunehmen. In diesem Fall ist es dennoch möglich, den Effekt der Scrambling-Operation (Multiplizierer 7) bereits im Voraus zu berücksichtigen. In 15 ist eine entsprechende Implementierung der Schaltung zur Leistungsbegrenzung dargestellt. Diese beruht auf der in 12 dargestellten Schaltung. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten aus 12 und 15 entsprechen einander. Im Gegensatz zu der in 12 dargestellten Schaltung wird in 15 das zusammengesetzte Signal xn vor der Berechnung des vorläufigen Korrektursignals yn mit dem Scrambling-Code mittels eines Multiplizierers 150 kodiert. Da das zusammengesetzte Signal xn am Punkt C ein noch nicht mit dem Scrambling-Code kodiertes Signal ist, kann ferner in der in 15 dargestellten Schaltung auf die in 12 dargestellte Kodierung mit dem Scrambling-Code seitens des Multiplizierers 122 verzichtet werden. Außerdem entfällt aus diesem Grund auch das Descrambling über den in 12 dargestellten Multiplizierer 123.

In entsprechender Weise können auch die in 13 und 14 dargestellten Schaltungen dahingehend modifiziert werden, dass die resultierenden Schaltungen eine Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt C unter Berücksichtigung der späteren Scrambling-Operation (Multiplizierer 7) vornehmen. Die entsprechenden Schaltungen sind in 16 bzw. 17 dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten aus 13 und 16 bzw. 14 und 17 entsprechen dabei einander.

Der dritte Aspekt der Erfindung betrifft die Berücksichtigung der Signalformung einer oder mehrerer digitaler, analoger oder mixed-signal Signalverarbeitungsstufen, die der Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals nach der Scrambling-Operation dienen. Diese Signalverarbeitungsstufen haben im Allgemeinen einen Einfluss auf den Dynamikbereich des, Signals am Eingang des Leistungsverstärkers. Dieser Einfluss muss bei der Berechnung des Korrektursignals berücksichtigt werden.

Eine Schaltung zur Leistungsbegrenzung, die diesen Einfluss berücksichtigt, ist in 18 dargestellt. Diese basiert auf der in 12 dargestellten Schaltung und dient der Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt T (vgl. 3). Alternativ kann auch eine Leistungsbegrenzung am Punkt S, d. h. ohne Berücksichtigung der Synchronisationskanäle P-SCH und S-SCH, vorgesehen werden. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Komponenten aus 12 und 18 entsprechen dabei einander. Einziger Unterschied zwischen den in 12 und 18 dargestellten Schaltungen ist, dass in 18 statt der Rechen-Einheit 60 eine erweiterte Rechen-Einheit 180 zur Bestimmung des vorläufigen Korrektursignals verwendet wird. Dabei ist für die erweiterte Rechen-Einheit 180 zu beachten, dass diese mit erhöhter Abtastrate arbeitet, da der Einfluss der vorstehend genannten Signalverarbeitungsstufen sonst nicht ausreichend genau nachgebildet werden kann.

Für die Realisierung der erweiterten Rechen-Einheit 180 sind verschiedene Ansätze denkbar: Bei dem in 19 dargestellten ersten Implementierungsansatz der erweiterten Rechen-Einheit 180 wird eine Polyphasen-basierte Implementierung gewählt. Das Eingangssignal xn mit einer Abtastrate, die der Chiprate entspricht, wird in N parallele Prädiktor-Filter 190.0 bis 190.N-1 gespeist. Die Prädiktor-Filter 190.0 bis 190.N-1 sind dabei verschiedenen Phasenlagen &phgr;0, &phgr;1, &phgr;N-1 zwischen zwei Abtastzeitpunkten nT und (n + 1)T (mit T = 1/Chiprate) zugeordnet. 20 zeigt die Anordnung der verschiedenen Phasenlage &phgr;0, &phgr;1, &phgr;N-1 zwischen zwei Abtastzeitpunkten nT und (n + 1)T sowie die entsprechenden Ausgangssignale (jeweils mit einem Kreuz markiert) der Prädiktor-Filter 190.0 bis 190.N-1.

Für jede Phasenlage &phgr;0, &phgr;1, ..., &phgr;N-1 wird in dem entsprechenden Prädiktor-Filter 190.0 bis 190.N-1 ein komplexer Abtastwert bestimmt, der dem Signalverlauf am Ausgang einer der vorstehend genannten Signalverarbeitungsstufen entspricht, also beispielsweise am Ausgang des Pulsformungs-Filters 16 oder am Ausgang des Digital/Analog-Wandlers oder am Ausgang des Mischers 17 (und damit am Eingang des Leistungsverstärkers). Jedes Ausgangssignal der Prädiktor-Filter 190.0 bis 190.N-1 wird in N verschiedenen Rechen-Einheiten 60 jeweils mit einem Schwellwert thr verglichen. Für den Fall, dass der Schwellwert thr überschritten wird, wird seitens der entsprechenden Rechen-Einheit 60 ein von 0 verschiedenes Signal ausgegeben. Das Ausgangssignal jeweils einer Rechen-Einheit 60 wird jeweils in ein Korrektur-Filter 191.0 bis 191.N-1 gespeist. Dabei korrigiert jedes Korrektur-Filter 191.0 bis 191.N-1 das jeweils entgegengenommene Signal derart, dass die Filter-Operation des jeweils entsprechenden Prädiktor-Filters 190.0 bis 190.N-1 rückgängig gemacht wird. Die N Ausgangssignale der Korrektur-Filter 191.0 bis 191.N-1 werden in einer Einheit 192 gesammelt und zu einem Gesamtsignal zusammengefügt. Dieses Signal entspricht dem vorläufigen Korrektursignal yn und bildet das Ausgangssignal der erweiterten Recheneinheit 180.

Alternativ zu dem in 19 dargestellten Implementierungsansatz kann die erweiterte Rechen-Einheit 180 wie in 21 dargestellt realisiert werden. Bei dieser Realisierungsform ist der Abstand benachbarter Phasenlagen &phgr;0, &phgr;1, &phgr;N-1 äquidistant. Das mit der Chiprate abgetastete Eingangssignal xn wird von einem einzigen Prädiktor-Filter 210 entgegengenommen, wobei das Prädiktor-Filter 210 als Interpolationsfilter mit einer Überabtastung arbeitet. Das Ausgangssignal des Prädiktor-Filters 210 wird in eine Rechen-Einheit 211 gespeist, wobei die Funktionsweise der Rechen-Einheit 211 grundsätzlich der in 19 dargestellten Rechen-Einheiten 60 gleicht. Im Gegensatz zu der Rechen-Einheit 60 arbeitet die Rechen-Einheit 211 jedoch mit einer Überabtastung. Das Ausgangssignal der Rechen-Einheit 211 wird in ein Korrektur-Filter 212 gespeist. Dabei korrigiert das Korrektur-Filter 212 das entgegengenommene Signal derart, dass die Filter-Operation des Prädiktor-Filters 210 rückgängig gemacht wird. Ferner entspricht die Abtastrate des Ausgangssignals yn wieder der Chiprate.

Die in 18 dargestellte Erweiterung der Schaltung aus 12 lässt sich analog auch auf die in 13 und 14 dargestellten Schaltungen übertragen. Dabei ist lediglich jeweils die Rechen-Einheit 60 durch die erweiterte Rechen-Einheit 180 zu ersetzen.

Außerdem können in analoger Weise auch die in 15 bis 17 dargestellten Schaltungen zur Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt C durch jeweiliges Ersetzen der Rechen-Einheit 60 mit der Rechen-Einheit 180 erweitert werden.

Eine gemäß dem vierten Aspekt der Erfindung arbeitende Schaltung dient dem Begrenzen der Leistung eines zusammengesetzten Signals, welches aus M mit unterschiedlichen Scrambling-Codes kodierten Signalen zusammengesetzt ist.

22 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Spreizkodierung und Modulation mit M verschiedenen Scrambling-Codes, welche eine Schaltung 220 zur Leistungsbegrenzung des zusammengesetzten Signals am Punkt T aufweist. Mehrere spreizkodierte Signale, welche mit demselben Scrambling-Code kodiert werden, werden gemeinsam verarbeitet. Die mit dem Scrambling-Code kodierten zusammengesetzten Signale am Punkt S werden in einem Addierer 221 zusammen mit den Synchronisationskanälen P-SCH und S-SCH überlagert. Die Leistungsbegrenzung erfolgt dabei am Punkt T, d. h. ausgangsseitig des Addierers 221.

In 23 ist ein Vorschlag zur Realisierung der Schaltung 220 zur Leistungsbegrenzung dargestellt. Das Signal xn wird – wie bereits vorstehend beschrieben – in der Rechen-Einheit 60 derart ausgewertet, dass ein erstes vorläufiges Korrektursignal yn generiert wird. Das erste vorläufige Korrektursignal yn wird über eine Einheit 230 in P (mit M ≥ P) parallele zweite vorläufige Korrektursignale y1 n bis yP n aufgeteilt. Dabei ist jedes zweite vorläufige Korrektursignal y1 n bis yP n einem anderen Scrambling-Code zugeordnet.

Die Aufteilung kann dabei anhand verschiedener Kriterien vorgenommen werden. Es ist denkbar, das erste vorläufige Korrektursignal yn zu gleichen Teilen aufzuteilen. Alternativ kann das erste vorläufige Korrektursignal yn auch proportional zu dem RMS-Wert der zusammengesetzten Signale am Punkt S oder zu dem Mittelwert des Betrags dieser Signale aufgeteilt werden.

Die zweiten vorläufigen Korrektursignale y1 n bis yP n werden jeweils in die Schaltungen 231.1 bis 231.P gespeist. Diese erzeugen jeweils aus den vorläufigen Korrektursignalen y1 n bis yP n Korrektursignale y1' n bis yP' n. Die Korrektursignale y1' n bis yP' n gehen aus den vorläufigen Korrektursignalen y1 n bis yP n durch Auswählen der auf geeigneten Korrektur-Spreizcodes basierenden Signalanteile hervor. Jede der Schaltungen 231.1 bis 231.P kann dabei analog zu einer der vorstehend beschriebenen Schaltungen zur Leistungsbegrenzung von Signalen am Punkt T implementiert werden (beispielsweise analog zu 12 bis 14). Bei einer derartigen Realisierung werden jedoch die Schaltungsblöcke 60, 67 und 68 sowie der Rückkopplungspfad 71 nicht benötigt.

Die generierten P Korrektursignale y1' n bis yP' n werden in einem Addierer 232 zu dem Korrektursignal y'n überlagert. Das Korrektursignal y'n wird anschließend von dem über das Verzögerungsglied 68 zeitlich verzögerten Eingangssignal xn subtrahiert. Über die Wahl der Schalterstellung der Schalter 69 und 70 kann der vorstehend genannte Ablauf unter Ausnutzung eines Rückkopplungspfades 233 iterativ wiederholt werden.

Alternativ zu der in 23 dargestellten Rechen-Einheit 60 kann zur Bestimmung des vorläufigen Korrektursignals yn auch eine der in 19 oder 21 dargestellten erweiterten Rechen-Einheiten 180 vorgesehen werden.


Anspruch[de]
Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren, unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn), wobei die für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes als Code-Belegungsinformation (80; Cch,SF,k) bekannt sind, mit den Schritten:

a) Auswählen von Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr durch Auswerten der Belegungsinformation (80; Cch,SF,k), wobei der Spreizfaktor SFcorr größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der genutzten Spreizcodes ist;

b) Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) basierend auf den ausgewählten Korrektur-Spreizcodes; und

c) Überlagern (67) des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Korrektur-Spreizcodes den identischen Spreizfaktor SFcorr aufweist. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genutzten Spreizcodes und die Korrektur-Spreizcodes OVSF-Spreizcodes sind. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass in Verfahrensschritt a) ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr grundsätzlich keinen Korrektur-Spreizcode darstellt, wenn einer der auf diesen Spreizcode im OVSF-Codebaum nachfolgenden Spreizcodes mit SF > SFcorr ein genutzter Spreizcode ist. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass in Verfahrensschritt a) ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr grundsätzlich keinen Korrektur-Spreizcode darstellt, wenn einer der diesem Spreizcode im OVSF-Codebaum vorhergehenden Spreizcodes mit SF < SFcorr ein genutzter Spreizcode ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass in Verfahrensschritt a) ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr grundsätzlich keinen Korrektur-Spreizcode darstellt, wenn dieser Spreizcode ein genutzter Spreizcode ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswahl aus Verfahrensschritt a) aktualisiert wird, falls sich die Menge der genutzten Spreizcodes ändert. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswahl der Korrektur-Spreizcodes in Verfahrensschritt a) ferner in Abhängigkeit von ersten Leistungsangaben (Pch,SF,k), welche jeweils für die Leistung eines spreizkodierten Signals des zusammengesetzten Signals (xn) charakteristisch sind, vorgenommen wird. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in Verfahrensschritt a) für einen oder mehrere Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr zweite Leistungsangaben
bestimmt werden, welche jeweils für die Leistung eines einem Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr zugeordneten Signalanteils des zusammengesetzten Signals (xn) charakteristisch sind.
Verfahren nach Anspruch 9,

dadurch gekennzeichnet,

dass das Verfahren die Schritte

– Bilden eines vorläufigen Korrektursignals (yn) in Abhängigkeit des zusammengesetzten Signals (xn) und

– Durchführen einer Codebereichs-Transformation (61') des vorläufigen Korrektursignals (yn) bezüglich der Spreizcodes mit dem Spreizfaktor SFcorr

umfasst,

wobei in Verfahrensschritt a) ein Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr als Korrektur-Spreizcode zwingend ausgewählt wird, wenn das Betragsquadrat des dem Spreizcode zugewiesenen Koeffizienten (Yk) der Codebereichs-Transformation des vorläufigen Korrektursignals (yn) kleiner als ein bestimmter Bruchteil (Gk) der zweiten Leistungsangabe
des gleichen Spreizcodes ist.
Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn) in einer W-CDMA-Funkeinrichtung, welches mit einem Scrambling-Code kodiert ist, mit den Schritten:

a) Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) aus dem zusammengesetzten Signal (xn) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

b) Überlagern (67) des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n).
Verfahren nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet,

dass der Verfahrensschritt a) die folgenden Schritte umfasst:

a1) Bilden (60) eines vorläufigen Korrektursignals (yn) anhand des zusammengesetzten Signals (xn);

a2) Dekodieren (120) des vorläufigen Korrektursignals (yn) mit dem invertierten Scrambling-Code;

a3) Auswählen derjenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren;

a4) Kodieren (122) der ausgewählten Signalanteile mit dem Scrambling-Code; und

a5) Bilden des Korrektursignals (y'n) in Abhängigkeit der mit dem Scrambling-Code kodierten Signalanteile.
Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren in einer W-CDMA-basierten Basisstation eingesetzt wird und das zusammengesetzte Signal zusätzlich die Daten der Synchronisationskanäle (P-SCH; S-SCH) umfasst. Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn) in einer W-CDMA-Funkeinrichtung, welches noch nicht mit einem Scrambling-Code kodiert ist, mit den Schritten:

a) Bilden eines Korrektursignals (y'n) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

b) Überlagern (67) des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n),

wobei Schritt a) den folgenden Schritt umfasst:

a1) Kodieren (150) des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem dem zusammengesetzten Signal zugeordneten Scrambling-Code.
Verfahren nach Anspruch 14,

dadurch gekennzeichnet,

dass der Verfahrensschritt a) ferner die folgenden Schritte umfasst:

a2) Bilden (60) eines vorläufigen Korrektursignals (yn) anhand des mit dem Scrambling-Code kodierten zusammengesetzten Signals;

a3) Dekodieren (120) des vorläufigen Korrektursignals (yn) mit dem invertierten Scrambling-Code;

a4) Auswählen derjenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren; und

a5) Bilden des Korrektursignals (y'n) in Abhängigkeit der ausgewählten Signalanteile.
Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn), mit den Schritten:

a) Bilden eines Korrektursignals (y'n) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

b) Überlagern (67) des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n),

wobei der Schritt a) den folgenden Schritt umfasst:

– digitales Filtern (190.0 bis 190.N-1; 210)

– des zusammengesetzten Signals (xn) oder

– eines von dem zusammengesetzten Signal abhängigen Signals

entsprechend der Signalformung einer oder mehrerer digitaler, analoger oder mixed-signal Signalverarbeitungsstufen (16; 17; 18), die der Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals nach der Scrambling-Operation dienen.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Filtern (190.0 bis 190.N-1; 210) mit gegenüber der Abtastrate des zusammengesetzten Signals erhöhten Abtastrate durchgeführt wird. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Filtern (190.0 bis 190.N-1; 210) die Signalformung durch ein sendeseitiges Pulsformungs-Filter (16) berücksichtigt. Verfahren zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus M mit unterschiedlichen Scrambling-Codes kodierten ersten Signalen zusammengesetzten zweiten Signals (xn), wobei jedes erste Signal ein aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetztes Signal ist, mit den Schritten:

a) Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

b) Überlagern (67) des zweiten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n),

wobei der Schritt a) die folgenden Schritte umfasst:

a1) Bilden eines ersten vorläufigen Korrektursignals (yn) in Abhängigkeit des zweiten Signals (xn);

a2) Erzeugen P zweiter vorläufiger Korrektursignale (y1 n, y2 n, ..., yP n) aus dem ersten vorläufigen Korrektursignal (yn), mit P ≤ M;

a3) jeweils Dekodieren der P zweiten vorläufigen Korrektursignale mit P der M invertierten Scrambling-Codes;

a4) Auswählen derjenigen Signalanteile (y1' n, ..., yP n) der p dekodierten zweiten vorläufigen Korrektursignale (y1 n, y2 n, ..., yP n), welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren; und

a5) Bilden des Korrektursignals (y'n) in Abhängigkeit der ausgewählten Signalanteile (y1' n, ..., yP' n).
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren in einer W-CDMA-basierten Basisstation eingesetzt wird. Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn), wobei die für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes als Code-Belegungsinformation (80; Cch,SF,k) bekannt sind, mit

– einem ersten Mittel (82) zum Auswählen von Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr durch Auswerten der Belegungsinformation (80; Cch,SF,k), wobei der Spreizfaktor SFcorr größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der genutzten Spreizcodes ist,

– einem zweiten Mittel (60, 61', 64, 65', 66) zum Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) basierend auf den ausgewählten Korrektur-Spreizcodes und

– einem dritten Mittel (67) zum Überlagern des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n).
Schaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Korrektur-Spreizcodes den identischen Spreizfaktor SFcorr aufweist. Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die genutzten Spreizcodes und die Korrektur-Spreizcodes OVSF-Spreizcodes sind. Schaltung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Mittel (82') die Auswahl der Korrektur-Spreizcodes ferner in Abhängigkeit von ersten Leistungsangaben (Pch,SF,k), welche jeweils für die Leistung eines spreizkodierten Signals des zusammengesetzten Signals (xn) charakteristisch sind, vornimmt. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Mittel (82') ein Mittel zum Bestimmen von zweiten Leistungsangaben
umfasst, welche jeweils für die Leistung eines einem Spreizcode mit dem Spreizfaktor SFcorr zugeordneten Signalanteils des zusammengesetzten Signals (xn) charakteristisch sind.
Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn) in einer W-CDMA-Funkeinrichtung, welches mit einem Scrambling-Code kodiert ist, mit

– einem ersten Mittel zum Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) aus dem zusammengesetzten Signal (xn) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

– einem zweiten Mittel (67) zum Überlagern des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n).
Schaltung nach Anspruch 26,

dadurch gekennzeichnet,

dass das erste Mittel umfasst:

– ein Mittel (60) zum Bilden eines vorläufigen Korrektursignals (yn) anhand des zusammengesetzten Signals (xn),

– ein Mittel (120) zum Dekodieren des vorläufigen Korrektursignals (yn) mit dem invertierten Scrambling-Code,

– ein Mittel (61, 64, 65; 61', 64, 65') zum Auswählen derjenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren, und

– ein Mittel (122) zum Kodieren der ausgewählten Signalanteile mit dem Scrambling-Code.
Schaltung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung in einer W-CDMA-basierten Basisstation eingesetzt wird und das zusammengesetzte Signal (xn) zusätzlich die Daten der Synchronisationskanäle (P-SCH; S-SCH) umfasst. Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn) in einer W-CDMA-Funkeinrichtung, welches noch nicht mit einem Scrambling-Code kodiert ist, mit

– einem ersten Mittel zum Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

– einem zweiten Mittel (67) zum Überlagern des zusammengesetzten Signals mit dem gebildeten Korrektursignal,

wobei das erste Mittel umfasst:

– ein Mittel (150) zum Kodieren des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem dem zusammengesetzten Signal zugeordneten Scrambling-Code.
Schaltung nach Anspruch 29,

dadurch gekennzeichnet,

dass das erste Mittel ferner umfasst:

– ein Mittel (60) zum Bilden eines vorläufigen Korrektursignals (yn) anhand des kodierten zusammengesetzten Signals,

– ein Mittel (120) zum Dekodieren des vorläufigen Korrektursignals mit dem invertierten Scrambling-Code,

– ein Mittel (61, 64, 65; 61', 64, 65') zum Auswählen derjenigen Signalanteile des dekodierten vorläufigen Korrektursignals, welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren.
Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetzten Signals (xn), mit

– einem ersten Mittel zum Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (yn) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

– einem zweiten Mittel (67) zum Überlagern des zusammengesetzten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (yn),

wobei das erste Mittel umfasst:

– ein digitales Mittel (190.0 bis 190.N-1; 210) zum Filtern

– des zusammengesetzten Signals (xn) oder

– eines von dem zusammengesetzten Signal abhängigen Signals

entsprechend der Signalformung einer oder mehrerer digitaler, analoger oder mixed-signal Signalverarbeitungsstufen (16; 17; 18), die der Weiterverarbeitung des zusammengesetzten Signals nach der Scrambling-Operation dienen.
Schaltung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel zum Filtern (190.0 bis 190.N-1; 210) mit gegenüber der Abtastrate des zusammengesetzten Signals (xn) erhöhter Abtastrate arbeitet. Schaltung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel zum Filtern (190.0 bis 190.N-1; 210) entsprechend einem sendeseitigen Pulsformungs-Filter (16) ausgelegt ist. Schaltung zum Begrenzen der Leistung eines sendeseitigen, aus M mit unterschiedlichen Scrambling-Codes kodierten ersten Signalen zusammengesetzten zweiten Signals (xn), wobei jedes erste Signal ein aus mehreren unterschiedlich spreizkodierten Signalen zusammengesetztes Signal ist, mit

– einem ersten Mittel zum Bilden eines spreizkodierten Korrektursignals (y'n) basierend auf Korrektur-Spreizcodes des Spreizfaktors SFcorr, welcher größer dem kleinsten Spreizfaktor SFmin der für die unterschiedlich spreizkodierten Signale genutzten Spreizcodes ist und

– einem zweiten Mittel (67) zum Überlagern des zweiten Signals (xn) mit dem gebildeten Korrektursignal (y'n),

wobei das erste Mittel umfasst:

– ein Mittel (60) zum Bilden eines ersten vorläufigen Korrektursignals (yn) in Abhängigkeit des zweiten Signals,

– ein Mittel (230) zum Erzeugen P zweiter vorläufiger Korrektursignale (y1 n, y2 n, ..., yP n) aus dem ersten vorläufigen Korrektursignal (yn), mit P ≤ M,

– ein Mittel zum Dekodieren der P zweiten vorläufigen Korrektursignale (y1 n, y2 n, ..., yP n) mit P der invertierten M Scrambling-Codes,

– ein Mittel zum Auswählen derjenigen Signalanteile (y1' n, yP ' n) der P dekodierten zweiten vorläufigen Korrektursignale (y1 n, y2 n, ..., yP n), welche auf den Korrektur-Spreizcodes basieren, und

– ein Mittel (232) zum Bilden des Korrektursignals in Abhängigkeit der ausgewählten Signalanteile (y1' n, y2' n, ..., yP' n).
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 21 bis 34, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung in einer W-CDMA-basierten Basisstation eingesetzt wird.






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